0 引言

    中科院强磁场科学中心在建的40 T稳态强磁场装置是由内水冷磁体和外超导磁体两部分组成。本文针对外超导磁体所需的高稳定度电源控制系统的设计。外超导磁体电源最大输出5 V/16 kA，而且要求输出电流纹波在±5 ppm以内（额定电流为16 kA）^[1]。

    经过分析选定电源控制系统方案为数字调节环^[2]，这样其稳定度主要受限于反馈环节、给定及数字控制算法的选择与实现等。本文只讨论输出电流的测量电路，具体包含前端信号调理电路、高精度电压基准电路和A/D转换电路。其中，前端信号调理电路对来自传感器的信号进行调理，包含对输入信号进行幅值调整和偏置、抑制共模干扰、抗混叠滤波等，以满足ADC的输入要求。

    在模拟测量电路中，主要有3类元器件，分别是前端信号调理电路中的运算放大器、电压基准电路中的电压基准源及A/D转换电路中的ADC。

    外超导磁体电源的稳定度要达到8小时±5 ppm，则其在ADC输入端上的变化值为10 μV((5×10^-6×16 000 A)×(2.5 V/20 000 A))。从控制角度，希望ADC可分辨的电压要小于该值。这就需要提高测量电路的测量精度。

    对于这样一个高精度高稳定度的模拟测量系统，本文首先对三类主要元器件进行选型，然后分别从系统噪声（零输入）和温度特性两方面对其进行分析，并得到最终的方案。最后通过实验验证该方案满足性能要求。

1 高稳定度模拟测量电路的设计

1.1 关键元器件的选型

    对于ADC，考虑其最小分辨率要小于10 μV，而且高精度ADC的满量程电压都较小，以5 V计算，则ADC的有效分辨率至少要达到21位(2.5 V/2²¹≈1.2 μV)，再考虑到噪声的影响选择24位∑-△型ADC。采样频率为500 Hz。此外还需要极低温度系数，经过比较选择TI的24位∑-△高精度A/D转换芯片ADS1281。

    ADS1281为全差分输入ADC，而信号调理电路输出为单极性信号，为了信号匹配，需要将信号调理电路输出的单极性信号转换为全差分信号。又因为所测量的信号能量弱、幅度小，为了达到足够高的精度，全差分运放应具有较高的输入阻抗和很强的抗共模干扰能力。而且为了达到较高的动态范围和信噪比，运放选型需要低噪声和低漂移特性。ADC相关的电压基准源、基准源后的缓冲运放也是决定模拟测量电路最终性能的关键，其主要关注点也是低噪声和低温漂系数^[3]。

    以上三类器件的选型暂定为：+5 V电压基准源可选择的方案为TI的REF5050ID和Maxim的MAX6350C_A，基准源后的缓冲运放选择TI的OPA277A，ADC输入端的全差分运放可选择的方案为TI的OPA1632D(这款为TI针对ADS1281推出的评估板上推荐的运放)和LME49724。

    此外，为了减小温漂带来的影响，外部缩放和增益电路中也应使用低漂移器件。

1.2 系统噪声分析

    电流测量系统的信号来自高精度DCCT，它不仅有反映被测参数的测量信号，还有器件内部和外界干扰引起的噪声，该噪声限定了测量电路所能准确测量的最小量级，是系统中的一项重要指标。其中，器件内部噪声是器件固有的，一般无法消除^[4-6]，需要对器件相关参数进行筛选。

    接下来，分析磁体电流测量电路中3类主要元器件在系统噪声中的贡献。控制系统的带宽为1 Hz^[2]，所以测量系统的有效信号频带为1 Hz，这样噪声分析时只分析1 Hz以内的信息。

    磁体电流测量电路中有两类运放，一种为全差分接法，作为ADC的输入驱动电路；一种为电压跟随器接法，用于电压基准源后的缓冲电路。

1.2.1 运放的噪声

    运放噪声主要包含电压噪声、电流噪声及电阻产生的热噪声。这里讨论差分放大器的噪声，其噪声模型如图1所示。图中的V_n为电阻热噪声。e_N为输入电压噪声。I_BN和I_BI分别为正反相端输入电流噪声。

    其中运放的输入电压噪声和输入电流噪声与频率有关，在极低频率时（0.1 Hz～10 Hz）主要是1/f噪声（也称为闪烁噪声），这里只考虑1/f噪声；电阻热噪声相比于前两种噪声非常小，可以忽略。

    (1)电压噪声

    l/f噪声带来的输入电压噪声为：

    输入电流噪声与反馈电阻成正比，实际中可通过减小反馈电阻以进一步减小电流噪声。

    对于OPA277U在输出端产生的电流噪声为0。

    得出在差分放大电路中，反馈电阻取250 Ω时，运放对噪声的总贡献为：

1.2.2 电压基准源的噪声

    在温度不变的情况下，影响电压基准源输出电压的因素表现为电压噪声，它包含宽频热噪声和窄频1/f噪声。其中，宽带热噪声已经通过RC低通滤波器滤除。而1/f噪声不能被滤除，其主要集中在0.1～10 Hz范围内。

    1/f噪声带来的电压基准源的输出噪声可由以下公式计算得到：

    其中G_AD为ADC的实际增益值，V_OS为ADC的失调误差，N为ADC分辨率。

    电压基准源的噪声对系统输出噪声的影响与输入信号的幅值有关，随着输入电压的增加，参考电压所带来的误差也随之增大。零输入时，此噪声对ADC输出的影响可以忽略。满量程输入时，即V_IN=V_ref=5 V，则此噪声对ADC输出变化值为：

    可知，由电压基准源的输出噪声造成的ADC输出值变化最大约为0.57 ppm。

1.2.3 ADC的噪声

    ADC的内部噪声是芯片固有的，与输入电压和基准电压无关。

    ADS1281的内部噪声图见图2。从图2中可看出，在采样率为1 000 S/s、双极供电时，ADC的内部噪声约为1 μV(RMS)。通过数字平均、降低采样频率等措施可以有效减少折合到输入端的噪声的影响，所以实际上ADC的噪声远小于该值。

    将以上三类主要元件的噪声折算到输出中，可知ADC和电压基准源贡献最大，但依然远小于10 μV，所以系统噪声在这里不成为影响因素。

1.3 温度特性分析

    温度漂移是影响模拟测量电路精度的另一个重要因素。同样是针对测量电路中的三类主要元件进行讨论。

1.3.1 运放的温度特性

    温度变化时，影响运放输出电压变化的主要为输入失调电压温漂。

    OPA1632D的输入失调电压的温度系数为标准值5 μV/℃。该值明显不满足要求。

    而TI的LME49724，其输入失调电压的温度系数为标准值0.5 μV/℃，满足要求。

1.3.2 电压基准源的温度特性

    REF5050ID的温度系数为最大3 ppm/℃，则温度每变化1 ℃，电压基准源的输出电压变化量为最大1.5 mV，则该电压基准源输出变化量引起的系统输出电压变化量为：

    基准电压源后接了OPA277U作为缓冲器。所以该运放的温度特性也必须计入电压基准源的总温度特性中。OPA277U的输入失调电压的温度系数为标准值0.1 μV/℃，其远低于基准电压的温度参数。

    零输入时，电压基准源输出变化量对输出电压的影响，可以忽略。而满量程输入时，由电压基准源的输出噪声造成的ADC输出值变化则接近3 ppm，太大。

    电压基准源芯片选择MAX6350C_A，其输入失调电压的温度系数为最大值1 ppm/℃。

1.3.3 ADC的温度特性

    ADC受温度影响的参数主要是失调电压和线性增益值。ADS1281的失调电压漂移为经典值0.06 μV/℃，增益漂移为经典值0.4 ppm/℃，非常小。

    可见，运放和电压基准源的失调电压温度系数对输出电压的影响最大，ADC影响可忽略。

2 高稳定度模拟测量电路的实现及验证

2.1 具体电路实现

    ADC选型为Texas Instruments的ADS1281, 它是一款高速24位Δ-Σ型SPI接口的全差分输入ADC。其增益漂移达到0.4 ppm/℃，数据速率为250~4 000 S/s间5档可选。

    ADS1281接入的数字电源为3.3 V和模拟电源为±2.5 V，参考电压源V_ref=±2.5 V。

    为了保证设备的性能最大化，必须对ADC的外围电路进行严格的设计，包含基准电压电路、ADC的输入端电路和主时钟电路。

    首先是基准电压，采用高稳定度基准芯片MAX6350C_A，具体电路见图3所示。在基准芯片的输出端设置RC低通滤波器，其截止频率约为1.59 Hz，用来滤除高频噪声以满足系统对基准源低噪声的要求。然后加入电压跟随器，以避免A/D基准源输入端的电流变化对基准源输出的影响^[8]。最后在进入ADC之前加入稳压管，以保证ADC基准电压的安全。

    然后是ADC的输入驱动电路，采用TI公司的全差分运放OPA1632D实现，见图4所示。要求在输出端串接一个1 nF的NP0陶瓷电容，以减小THD(总谐波失真)。此外，在输出端接二极管来对ADC的输入电压进行钳位，以保证其输入在安全范围内。考虑到ADC的输入范围为±2.5 V，而DCCT的输出电压为0~10 V，所以全差分运放需要对输入信号进行4倍缩放。

    最后是ADC的主时钟电路，为保证时钟信号的高分辨率和稳定度，这里是由锁相环分频得到4.096 MHz的PWM信号。

    此外，ADS1281有PIN模式和寄存器模式两种工作模式,通过PINMODE管脚进行选择,根据所需要的功能,我们配置ADS1281工作在寄存器模式。CLK、SCLK分别为ADS1281主时钟和SPI串行接口时钟,它们共同完成数据的传输和模数转换的进行,DIN、DOUT分别为数字信号输入和数字信号输出,它们都以SPI的串行通讯方式实现与FPGA的交互。

    同时，缩放和增益电路中应使用低漂移器件。这里使用Vishay体金属薄膜分压器电阻系列300144Z，其电阻跟踪温度系数为0.1 ppm/℃。

    对于PCB布线，为了保证设备的最佳性能，必须将嘈杂的数字组件，如微控制器和振荡器，远离转换器和前端末端组件；将数字组件靠近电源入口点，以保持数字电流通路尽可能短；将数字组件和敏感的模拟组件分开；所有的旁路电路均靠近设备引脚。

2.2 实验验证具体电路实现

    在实验室条件下（温度在25 ℃±1 ℃），对VRE102C基准芯片产生的10 V电压进行测量，虽然其datasheet上称其温度漂移在全温度范围内最大0.6 ppm/℃，但实际测量结果却有3 ppm左右。因为很难找到一个高稳定度源（<1 ppm）来对测量电路进行测量，所以这里只针对零输入情况下进行测量。

    在全差分运放前还有一个抗混叠滤波器，其截止频率为500 Hz。将该滤波器的输入端短接接地。ADC的采样频率为500 Hz，二进制数进入FPGA后再经过50倍的中值滤波，最终得到10 Hz的信号。本文通过Agilent8位半数字万用表对ADC的输入端进行测量，再将测量结果通过串口上传到上位机（由LabVIEW编写）来得到模拟电路的输出波形；通过上位机软件(由LabVIEW编写)对ADC的转换结果进行采集来测量最终的输出波形。两种测量可以同时进行。测量结果见图5和图6所示。一共测量了26小时，其中前10小时为预热时间，后8小时稳定度基本维持在4 ppm以内，满足要求。

3 结论

    电源实现高稳定度的关键因素之一是输出磁体电流的高稳定度测量。本文针对磁体电流的测量，分别从系统噪声和温度漂移两个方面进行分析提出了测量电路中三类主要元器件的选型依据，并给出了最终的实现方案。最后，通过实验进行具体测量，得出该方案在实验条件下（温度在25 ℃±1 ℃），稳定度达到4 ppm，满足性能要求。

    为了进一步减小温度漂移，可考虑对ADC增加温度补偿算法，最终将ADC采集系统的稳定度控制在3 ppm以内。

参考文献

[1] Wu Jinlin，Long Jiaojiao，Liu Xiaoning.Study on a highly stabilized power supply for hybrid-magnet superconducting outsert[J].Plasma Science&Technology，2014，16(9)：890-896.

[2] Song Minhui，Long Jiaojiao，Liu Xiaoning.Multiple control system design for superconducting power supply based on RST algorithm[C].Applied Mechanics&Materials，2014，615：356-360.

[3] 谢洁意.高精度模拟测量电路精度增长方法的研究[D].杭州：浙江大学，2012.

[4] ANDREKSON P A，ANDERSSON P，ALPING A.Electrical noise measurement on laser diodes for monitoring of optical feedback and mode hopping[J].Electronics Letters.1986，22：195-196.

[5] WORNELL G W.Wavelet-based representations for the 1/f family of fractal process[J].Proceedings of the IEEE.1993，81：1428-1450.

[6] 高晋占.微弱信号检测[M].北京：清华大学出版社，2011.

[7] BAKER B C.Matching the noise performance of the operational amplifier to the ADC[EB/OL].http：//www.ti.com/lit/an/slyt237/slyt237.pdf，2006.

[8] MILLER P，MOORE D.Precision voltage references[EB/OL].http：//www.ti.com/lit/an/slyt183/slyt183.pdf，1999.

作者信息：

宋敏慧1，费  伟1，2，刘小宁2

（1.中国科学技术大学，安徽 合肥230026；2.中国科学院强磁场科学中心，安徽 合肥230026）