0 引言

    随着近些年卫星导航产业的迅猛发展，人们对射频接收机前端芯片在面积、功耗、性能、成本等方面都有了更高的要求。混频器因为在射频前端芯片链路中处于低噪声放大器和中频滤波器之间，它的性能指标对整个射频前端芯片的性能都有着重要的影响^[1]，而镜像抑制混频器由于能够抑制镜像信号的干扰，在混频器设计者中很受欢迎。本文基于传统的Hartely镜像抑制结构, 设计了一款以共射频输入端正交混频结构为核心单元的镜像抑制混频器，能够很好地抑制镜像信号的干扰。

1 Hartely结构原理

    传统的Hartely镜像抑制结构如图1所示，将正交的本地振荡信号与射频输入信号分别进行下变频，然后对其中一路下变频信号进行滤波和90°移相操作，最后再将两路信号求和来达到消除镜像中频信号的目的^[2]。我们假设射频输入信号为A_RFcos(ω_RFt)，镜像干扰信号为A_IMcos(ω_IMt)，本振信号频率为ω_LO，中频信号频率为ω_IF，那么它们之间的频率关系可以表示为式(1)：

    经过正交混频与滤波后A1、A2两点的信号可表示为式(3)、式(4)：

    从式（6）中可以看出镜像中频信号经过求和后被消除[3]。

    上述分析仅限于理想情况下，实际中由于输入信号相位和增益失配等原因，仍有一部分镜像信号不能完全被消除，从而降低了镜像抑制能力。本文设计电路中采用共射频输入端正交混频结构来降低信号相位和增益的失配，从而增强混频器的镜像抑制效果^[4]。

2 电路设计

2.1 混频器核心单元设计

    本文设计的共射频输入端正交混频核心单元结构如图2所示。

    电路由4部分组成，分别是由R1-R4构成的负载级、由M3-M10构成的开关级、由M1-M2构成的跨导级和由M11-M14构成的尾电流源级；其中跨导级将射频输入电压信号转化为电流信号。开关级由本振大信号控制其交替通断，从而实现混频功能。负载级通过负载电阻将电流信号转化为电压信号输出到IFIP、IFIN、IFQP、IFQN 4个端口。而尾电流源级则是由基本的镜像结构为电路提供稳定的尾电流；电路中射频输入端采用伪差分结构，跨导级的直流偏压由直流偏置VRFM经R9、R10分别提供。本振输入端口的4路信号要求是正交差分的I/Q信号，一方面差分结构可以很好地解决偶次谐波、端口泄漏和共模抑制等问题，另一方面正交信号与射频信号混频可为后级PPH提供正交差分的输入信号。开关级的直流偏压由直流偏置VLOM经R5-R8分别提供^[5]。对于负载级电路，通过加入电容C1-C6来构成RC滤波电路，滤波电路既能保证开关级和跨导级工作在饱和区，也能保证对输出的干扰频率有衰减作用^[6]。

    此外在设计电路跨导级时采用了共射频输入结构M1-M2，可以在一定程度上降低因两路输入正交混频器跨导级不匹配而引起的中频输出信号的不匹配，为后级PPH提供良好的输入信号。

2.2 无源多相滤波器设计

    无源多相滤波器由基本的RC_CR电路组成如图3所示^[7]。

    通过分析可以知道其传输函数为式(7)：

    由于本文设计电路输出中频信号的频率为4 MHz，带宽设计指标为2 MHz，在考虑RC_CR电路非理想效应的基础上，通过调节电阻R和电容C的大小，把两个频点设置为2.5 MHz和5.5 MHz^[8]，设计出符合要求的两级无源多相滤波器，如图4所示。

    由式(8)可知，假设两级无源多相滤波器的输入有用中频信号IFIP、IFQP、IFIN、IFQN分别为V、jV、-V、-jV，此时镜像中频信号分别为V、-jV、-V、jV^[9]。对于有用中频输入信号而言，此时图中A、B、C、D 4点信号分别为式(9)～式(12)：

    而对于镜像中频输入信号而言，此时图中A、B、C、D四点信号分别为0、0、0、0。说明此时无源多相滤波器对有用中频信号可以通过，而对镜像中频信号进行抑制。

2.3 求和单元设计

    本文设计的求和电路结构如图5所示，电路基于简单的叠加原理和运放原理设计而成^[10]，IP、IN、QP、QN四路输入信号由前级PPH提供，负载部分采用纯电阻串联的方式，通过两路数字信号C0、C1控制PMOS开关对来调节输出阻抗的大小，进而调节增益的大小。

    当C0=1、C1=1时：

3 仿真结果与分析

    本文电路采用TSMC 0.18 μm COMS工艺设计，供电电压取值为1.8 V，求和电路中2位数字控制信号分别取值C0=1、C1=1，L1频点取值为1 575 MHz，B1频点取值为1 561 MHz，输出中频信号均为4 MHz，由式(1)可求出L1频点的镜像频点为1 567 MHz，B1频点的镜像频点为1 553 MHz。利用Candence软件中的Spectre对电路进行仿真。

3.1 转换增益和镜像抑制比仿真

    从图6中可以看出，在L1频点1 575 MHz处的转换增益为24 dB，在L1频点的镜像频点1 567 MHz处转换增益为-23.83 dB，经计算可得：

    同理从图7中可以看出，B1频点处转换增益为24 dB，B1频点的镜像频点1 553 MHz处转换增益为-23.83 dB，经计算可得：

3.2 单边带噪声系数仿真

    从图8中可以看出，针对L1、B1频点单边带噪声系数分别为14.88 dB、14.87 dB。

3.3 输入1 dB压缩点仿真

    从图9中可以看出，针对L1、B1频点输入P1dB分别为-23.355 2 dBm、-23.399 5 dBm。

4 总结

    本文设计了一款用于GPS/BD导航系统中的镜像抑制混频器，混频器采用了共射频输入端正交混频结构、PPH结构、求和电路，在均衡转换增益、线性度、噪声系数等指标的基础上，有效地实现了对镜像干扰信号的抑制。仿真结果表明在GPS L1和北斗B1不同频点处，镜像抑制混频器的IRR均为47.8 dB，转换增益均为24 dB，输入P1dB均为-23.4 dBm，单边带NF均为14.9 dB，可以用于GPS/BD射频接收机中。

参考文献

[1] 陈铖颖，尹飞飞，范军.CMOS模拟集成电路设计与仿真实例[M].北京：电子工业出版社，2014.

[2] 李程.应用于声纳信标的镜像抑制混频器设计[J].舰船电子工程，2015，35(5)：130-132.

[3] 张腾飞.一种用于导航的镜像抑制混频器[D].西安：西安电子科技大学，2014.

[4] HARVEY J，HARJANI R.Analysis and design of an integrated quadrature mixer with improved noise, gain and image rejection[C]//IEEE International Symposium on Circuits and Systems，IEEE，2001(4)：786-789.

[5] PULLELA R S，SOWLATI T，ROZENBLIT D.Low flicker-noise quadrature mixer topology[C]//Solid-State Circuits Conference，2006.ISSCC 2006.Digest of Technical Papers.IEEE International. IEEE Xplore，2006：1870-1879.

[6] 靳刚.卫星导航射频接收芯片单片集成关键技术研究[D].西安：西安电子科技大学，2014.

[7] 强铨一，唐守龙，罗岚.RC多相滤波器对镜像抑制性能影响分析[J].新能源进展，2005，10(1)：127-130.

[8] 邵要华.无线接收机中镜像抑制滤波器的设计与实现[D].西安：西安电子科技大学，2011.

[9] GUO C，LO C W，CHOI Y W，et al.A fully-integrated 900-MHz CMOS wireless receiver with on-chip RF and IF filters and 79-dB image rejection[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2002，37(8)：1084-1089.

[10] 池保勇.CMOS射频集成电路分析与设计[M].北京：清华大学出版社，2006.

作者信息：

李东亚1，黄海生1，李  鑫1，曹新亮2，尹  强1

（1.西安邮电大学 电子工程学院，陕西 西安710121；2.延安大学 物理学与电子信息学院，陕西 延安716000）