文献标识码： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.190538
中文引用格式： 何松原，沙国荣. 预测电流控制光伏并网逆变器的研究[J].电子技术应用，2019，45(9)：114-118，122.
英文引用格式： He Songyuan，Sha Guorong. Research on photovoltaic grid-connected inverter control by predictive current[J]. Application of Electronic Technique，2019，45(9)：114-118，122.
0 引言
随着人们大量使用化石能源，当前能源结构形势变得复杂且严峻。光伏发电是利用太阳能发电技术应用到现代电力系统中解决能源短缺的新技术，有着减小环境污染等不可替代的优点，逐渐成为分布式发电应用的新方向[1-3]。
本文介绍了一种基于DSP的小功率双模式光伏逆变电源的设计，一方面适用于家庭独立供电系统，另一方面可以将多余电量馈入电网。详细说明了采用经典PI控制的系统不仅需要整定复杂的PI参数，还需充分考虑系统稳定性及电流跟踪能力[4]；而用预测电流无差拍方法控制的系统参数可以由系统电路参数确定。经过MATLAB软件仿真和实验样机测试证明了该方案的可行性。
1 两级式逆变电路
我国人口众多，能源消耗大，但光照充足、屋顶资源丰富，如果可以充分利用太阳能提供电能，将大大解决能源问题。太阳能与电能之间转化的桥梁是逆变器，传统三相逆变器一般选择用SPWM方法调制，而SVPWM因其直流电压利用率高，谐波小等优点，已经成为现在主要的调制方式。电压型逆变器数字化电流控制是为了可以获得一个适当的带宽，从而可以实现对参考电流进行实时准确追踪。
传统的两级式三相电压型逆变系统拓扑结构如图1所示，光伏电池阵列把太阳能转变成电能，经过前级boost升压，然后再经过三相逆变器输出三相交流电。
直流侧一般由两个支撑电容串联而成，起到稳定母线电压、吸收纹波电流、功率解耦、均压等作用。实际应用中还需在每个电容两端并联一定阻值的均压电阻，其作用一是解决均压的问题，二是在系统停机时，可以提供一个能量释放的通道，所以这个电阻可以称为均压电阻或释放电阻。支撑电容的计算有多种方法，本设计根据Cd≥2Td·Pmax/(Udc2)计算，可得Cd为332 μF(Td为逆变器从空载到满载的响应时间，Pmax为系统最大输出功率，Udc为直流母线电压)。选择两只450 V/1 000 μF电解电容串联，等效电容容值500 μF，泄放电阻选择10W30KJ。
电路分为两部分，前级负责提高输入电压和MTTP闭环，后级实现逆变，这种两级式电路的特点就是双环控制，控制方便，可以自由扩展[5-7]。由于内环采用经典PI控制输出的交流电流，控制简单且易于实现，但PI调节无法解决逆变器输出电流相位、幅值与给定值之间误差等问题。本系统使用基于预测电流的无差拍方法，对逆变器的电流内环进行闭环调节，无差拍算法依赖于具体的数学模型，在实现无静差跟踪的同时由预测算法控制参数，可以增加系统抗干扰能力。
2 经典PI控制策略
逆变系统直轴电流在数字域下控制框图如图2所示，在一个采样周期内，PI调节器离散化传递函数为Gc(z)=KP+KIzTs/(z-1)，Kpwm为逆变器增益，K1为滤波电感电流反馈系数，Ts为采样周期[8]。
逆变器输出电流对并网电压离散化经过零阶保持器后的传递函数GZOH(z)为：
逆变器采用LC滤波，滤波电感参数取3 mH，滤波电容取2 μF，等效增益Kpwm取60。将参数代入式(4)，可以求得PI参数的稳定范围，如图3所示。
由于PI参数整定复杂，KP值过大或KP和KI值过小都会影响系统稳定性，KP值过大，在高频区域会出现谐波放大现象，KP值过小，在基频区域会出现较大的跟踪误差。综合考虑系统稳定性及电流跟踪能力，反复调试后选取KP和KI为0.3和300。当Ts为0.01 ms时，系统单位阶跃响应如图4所示。从图中可以看出，系统超调量较大，在1.5 ms时趋于稳定。
3 预测电流无差拍控制策略
传统的无差拍电流控制因为采样、计算延时，导致计算电流与实际存在大小和相位上的偏差，甚至出现畸变。为消除控制延时带来的误差，本文对无差拍电流算法k+2时刻电流进行预测改进，利用相邻时刻电流偏差近似计算k+1时刻电流。
以A相为例，输出电压为usa，采样周期为Ts，k+1时刻占空比为D(k+1)，离散化采样输出电压得无差拍数学模型[9]：
同理可推k+2时刻采样电流值，传统无差拍由于采样控制延时实际是滞后一拍控制[10]。由于采样周期远小于电网基波周期，为优化控制，采用预测交流电流和电压代替采样值。采用线性外推预测估计电网电压，可得k+1时刻电压估计值，用算术平均值外推预测电流，可以减小电流误差，有利于消除电流尖峰，用过迭代消除k+1项。
图5为预测电流控制框图，G1(z)为滤波电感传递函数，G2(z)为系统延时，G3(z)为无差拍控制器。框图中K=L′/L，表示控制算法中电感值与实际电感值的比值。
由框图可得系统开环、闭环传递函数分别为：
应用朱利判据可知，当0<K<2时，系统稳定，若考虑到实际中随着滤波器阶数的升高，稳定范围会更小。图6(a)、图6(b)、图6(c)分别为Ts=0.1 ms，K=0.5，K=1，K=1.5系统的单位阶跃响应。通过对比分析可知，根据K值取值不同，系统的稳定性也各不相同。当0<K<0.5时，系统平滑响应，没有超调量。此时不断增加K值，系统动态响应不断加快；当0.5<K<1时，响应较为迅速并开始有超调量，此时若取得合适K值，系统可获得最佳性能；当1<K<2时，随着K值增加，系统超调量不断增大并出现振荡，控制器失稳。
传统解耦方法是以采样得到的三相电流瞬时值经过坐标变换求得的id、iq作为补偿量，如式(13)所示。传统电流内环解耦框图如图7所示。
由于传统解耦方法的电压补偿量中含有解耦电流分量，解耦后的电流脉动分量相互影响，这会造成电压参考值脉动，从而降低入网电流波形质量。为改善传统解耦方法，提高输出波形质量，将直轴和交轴电流参考值替换解耦后的电流分量，以减小脉动直流分量，提高入网电流波形质量，如式(14)所示。改进的电流内环解耦框图如图8所示。
将直轴和交轴电流参考值替换解耦后的电流分量的解耦方法，避免了脉动分量之间的耦合，可以提高系统的响应速度和入网电流质量。
4 系统仿真验证
本文在MATLAB/Simulink软件中对该系统进行了仿真，直流输入电压380 V，交流侧输出电压有效值110 V，频率50 Hz，功率器件开关频率20 kHz，滤波电感3 mH，交流侧电阻0.1 Ω。
图9是逆变器输出电压和电流波形，图9(a)是A相输出电压和电流波形，图9(b)是逆变器满载时A、B、C相电压波形，为显示方便，缩小30倍，从图中可以看出三相电压输出平衡无脉动。
图10(a)是给定d轴电流幅值，模拟的是突然卸去负载时的情况，从图中可以看出，在0.05 s参考电流从1 A突降为0，图10(b)反映的是相应三相电流输出变化值。可以看出，当系统给定电流闪变时，入网电流经过短暂过渡，很快地响应了给定参考值，表明了系统有较好的动态反应特性。
用MATLAB/Simulink中Powergui FFT分析工具，分别测量PI和无差拍控制输出电流THD，从图11中可以看出，PI控制的系统输出电流波形虽平整无毛刺，但波形总体谐波含量较多，THD为5.12%，尤其是奇次谐波含量多；从图12中可以看出，使用无差拍控制方法的系统输出电流谐波含量相对较少，THD为2.7%，电流波形质量良好，平整无毛刺，满足国家并网要求。
5 实验
为了检验本文所采用的控制方法的可行性，设计了一台小功率的实验样机并对其进行了实验。开关频率20 kHz，功率器件IGBT选择G60N100，导通时间320 ns，关断时间130 ns，可以满足设计要求。调制度M为0.95，前级直流输入330 V，三相输出电压峰值约为157 V，有效值约110 V。输出电压再经过三相工频变压器转变为220 V。图13(a)为逆变器输出电压和电流波形。图13(b)为SVPWM调制波波形，通过DSP程序将角度转换成正值从DA显示出来。
图14为调制度M为0.95时滤波前后逆变器线电压输出波形，图中波形显示清晰，三相输出电压走势平稳，波形一致，没有较大的波动，说明系统运行良好稳定。
6 结论
针对经典PI算法在系统响应速度和解决静差方面的缺点，本文从理论上和实验上分析和验证了预测电流算法的优越性，结合三相电压型逆变器特点，可以提高电压增益和逆变效率。优点主要体现在：
(1)无差拍控制方法依赖精确的数学模型，需要确定系统电路的参数，而PI参数需考虑系统稳定性和响应速度，参数整定过程复杂繁琐。
(2)从图4和图6可以看出，使用无差拍控制方法的系统比PI控制的系统响应速度更快，PI方法大概在1.5 ms时趋于稳定，而无差拍方法在1 ms时就可以稳定。
(3)根据仿真，在同等电路条件下，无差拍方法的入网电流谐波比PI小。
(4)无差拍控制的电流与给定值之间几乎没有相位误差，而PI由于积分环节，总会存在一定的相角滞后。
本文主要对逆变环节优化设计，但亦有不足之处,应对以下方面进行改进：
(1)逆变器接三相工频变压器入网，未考虑变压器漏感带来的影响，在弱电网条件下与前面LC滤波电路形成LCL三阶系统[12]；
(2)未对变压器参数进行在线辨识；
(3)未考虑前级光伏电池阵列输出电压变化趋势。
参考文献
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作者信息:
何松原，沙国荣
(南京工业职业技术学院，江苏 南京210023)