0 引言

    如今，随着集成电路产业的迅速发展，芯片集成度也越来越高，同时为其供电的电源管理芯片的设计也愈发复杂^[1]。目前主流上有许多电源管理方案，而对于应用在降压场合，且输入电压与输出电压较为接近时，LDO稳压器则成为了首要选择^[2-3]。本文基于0.18 μm BCD工艺，设计一种应用在便携式电子产品中为其供电的高性能的LDO方案，该LDO的负载电容集成在芯片内部，无需片外电容，可以在外部封装中减少一个管脚^[2]；同时可以集成在SoC系统中，无需外接分立元件^[3-4]。

1 LDO设计原理

    本文研究的LDO设计原理如图1所示，主要包括带隙电压基准电路、电压比较电路、补偿电路、功率管以及调整电阻^[1]。

    如图1所示，带隙基准电压模块产生一个与温度无关的稳定的电压V_ref输出给电压比较器正端，而电压比较器负端接在调整电阻网络形成负反馈。其电压比较器的输出电压接在开关管M1的栅极，其目的是通过用带隙基准电压V_ref和反馈电压V_fb来控制M1管的开启和关断，进而控制整个电路的开启和关断^[4]。

    同时，当M1管开启时，调整电阻网络将输入电压V_IN进行分压得到反馈电压V_fb，并将其输入到电压比较器的负端。故电压比较器的正端是带隙基准电压V_ref，负端是调整电阻网络反馈电压V_fb，当V_fb电压值接近或远大于V_ref时，电压比较器的输出为低电平。此时，M1管的栅极电压为低电平，远小于M1管的源端电位V_IN，M1导通。当输入电压V_IN为定值时，且M1管处于饱和区时，其流过调整电阻网络的电流基本不变，而V_fb的电压值也基本不变，则输出电压V_OUT的电压也基本不变，从而实现将V_IN的高电平转换成V_OUT的低电平为内部模块供电的目的。

    而V_IN的电压值为变量时，对于M1管来说，当V_IN的值在一定范围内满足M1管处于饱和区的电压条件时，其结果与上述结果相同；若V_IN的电压值迫使M1进入线性区，则随着V_IN的升高，其电流则会增大，V_OUT会随着电流的增大而增大。此时V_fb的值也会增大，通过负反馈网络将M1栅极电压降低，使M1进入饱和区，将V_OUT、V_fb的电压值维持不变。

2 具体电路设计

2.1 带隙基准

    带隙基准主要是用两个双极型晶体管的V_BE(负温度系数)以及V_BE的差值ΔV_BE(正温度系数)的线性叠加产生零温度系数的带隙基准电压^[3]。

2.1.1 负温度系数(CTAT)

2.1.2 正温度系数(PTAT)

    如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的基级—发射级电压的差值就与绝对温度成正比。

    该温度系数为正，与温度和集电极电流无关，基于上述原理，设计出带隙基准电路。

2.1.3 带隙基准电压电路

    如图2所示，当开关信号Switch1为低电平时，电路启动。通过调整信号Adjust1~4控制调整MOS管进而控制整条支路的总电阻，当上电位V_IN流过由两个三极管和调整电阻形成的带隙基准电压网络时产生压降。本文在传统带隙基准结构的基础上额外添加了比较电压运放，从而整个模块形成负反馈结构，性能更加优化，稳定性大大提升。在输出端口添加了RC滤波网络以达到输出稳定电压的目的。

2.2 电压比较器

    电压比较器是LDO设计的核心部分，也是本文的最重要的创新点。在不使用电容的情况下，使用传统的运算放大器，其稳定性非常差，相位裕度会在40°以下，甚至为负，以致产生较大的尖峰，其输出电压V_OUT会在一定范围内规律震荡^[5]。所以在传统运算放大器的基础上，设计了如图3所示的电压比较器。

    如图3所示，电路主要分为三个部分：(1)电流偏置电路；(2)差分运放电路；(3)带Miller电容的输出电路。

    左侧的I_ref部分外接与M16尺寸相同且其栅漏短接的PMOS管，形成电流镜而且可以有效降低其二次效应带来的影响。在外接MOS的漏端接入电流源提供偏置电流I_ref，I_ref通过M13-M14电流镜将电流传递至M12，再通过M12-M5电流镜将电流提供到差分运放电路模块。

    中间的差分运放电路中正极为V_ref，负极为V_fb，M3-M6、M4-M7将差分信号传递至M19的栅极，下面进行定性分析：V_ref为定值，当V_fb远大于V_ref接近于上电位V_IN时，M1打开、M2截止，I_ref电流全部流进M1-M3电路，右侧电路关断。输出电压V_op接近于上电位V_IN电压，由图1结构可知，开关管关断，LDO不工作；而当V_fb逐渐减小至一定值时，M2管会打开，处于线性工作区，其漏端电压会随着V_fb的变化而变化，并将其电压传至M19栅端决定M19是否导通，通过M18、M19的状态决定V_op的电压；随着V_fb继续减小，M1、M2均会处于饱和区，此时电流平均分配给两条支路，电流及电压关系基本固定，将差分运放电路的输出电压传至M19栅端。

    右侧为整个电压比较器的输出部分。主要功能是提供稳定的、期望的增益，并获得低噪声性能，不仅要稳定而且还要有良好的性能。而这些要求均取决于放大器的零极点位置。而本文为了减少功耗，放弃了增大偏置电流的方式，而选用加入Miller电容来增加新的极点来提高稳定性^[5]。将非主极点转移到足够高的频率上，使放大器与单极点系统相似。而为了能够提供足够的相位裕度，这个非主极点是GBW的3倍左右，且PM要在60°～70°之间^[4-5]。

    另外，本文提出的LDO结构应用在SOC系统中。而在整个SOC系统中，模拟信号和数字信号产生的噪声会相互影响，使其环路稳定性降低[6]。在传统LDO的研究基础上，本文在电压比较运放电路中加入了电源隔离管M11、M17，在正常工作中，电源隔离管关断。这样可实现即使在高频电路中，也能够将电流偏置电路的上电位和输入电压的电源隔离，使其两端的噪声互不干扰^[7-8]。显著提高其电源抑制比，减少高频下的输出纹波，增大其稳定性。

3 仿真结果及分析

    本文仿真采用的华虹0.18 μm的BCD工艺，仿真工具是Spectre。

3.1 带隙基准仿真分析

    基于上述原理，对电路进行瞬态仿真，设置V_IN的电压从0到5 V缓慢上升，上升时间为10 ns。得到带隙基准电压模块输出V_ref为1.261 V。由分析知，整个电路在启动过程中V_ref缓慢上升，通过电路负反馈调节V_ref的大小，最终在6 μs处趋于稳定，如图4和图5所示，说明电路启动过程中工作正常。在此基础上对电路进行DC仿真，置V_IN为直流电压5 V，令温度在-40 ℃~125 ℃范围线性变化，并通过仿真数据计算温漂系数。

3.2 LDO仿真分析

    基于上述原理，对LDO整体进行瞬态仿真，设置V_IN的电压从0到6 V缓慢上升，上升时间为10 ns。带隙基准电压V_ref为1.26 V，且电流偏置为5 μA。仿真结果如图6、图7所示，通过分析，整个LDO在启动过程中V_OUT缓慢上升，通过反馈回路来调节V_op的大小，从而控制V_OUT的输出的大小，最终在15 μs处趋于稳定。说明电路启动过程工作正常。可以将6 V的输入电压稳定转换成1.8 V电压，稳定工作时静态电流为82.18 μA。通过电源隔离管以及米勒补偿电容的调整和设计，本文设计的LDO结构的输出电压非常稳定，输出纹波为20 mV，误差范围在0.1%之间。

    随后，对LDO整体进行稳定性仿真分析，对整个电路从1 Hz到1 GHz进行仿真。仿真结果如图8所示，通过仿真结果得知，其相位裕度PM=64.280 6°、幅值裕度GM=22.063 7°，通过分析可知，LDO模块在波特图中没有尖峰，说明电路稳定性良好。

4 结论

    本文介绍了一种基于BCD 0.18 μm工艺的无片外电容的LDO的设计，以理论分析为基础对传统电路结构进行改进。通过两个双极型晶体管的V_BE(负温系数)以及V_BE的差值ΔV_BE(正温系数)的线性叠加产生零温度系数的带隙基准电压，同时采用负反馈电路和滤波电路提高输出电压的温漂系数。此外，基于传统结构设计出新型二级运算放大器结构作为电压比较。通过在运算放大器中加入特定的开关管来对上电位进行隔离，提高了LDO电源抑制比；同时，为解决稳定性不够的问题，引入米勒电容来增加新的极点。通过米勒电容可以有效代替片外电容，这种结构不需要电容的分立器件，在封装时可以减少一个引脚。

参考文献

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[2] 谭传武，周玲，刘红梅，等.LDO调制的电荷泵稳压电路设计[J].国外电子测量技术，2019，38(2)：66-69.

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[8] 初飞，宋奎鑫，赵元闯，等.一种应用于LDO的可编程电流限电路设计[J].电子技术应用，2018，44(4)：23-26.

作者信息:

霍德萱，张国俊

(电子科技大学 薄膜与器件国家重点实验室，四川 成都610054)