近年来， D类音频功率放大器凭借其效率高，功耗低等优点， 已成为MP3、移动电话等便携式音频系统的首选解决方案。而振荡器是D类音频放大器的重要组成部分， 振荡器对放大器的音质、芯片效率、电磁干扰等指标有着重要的影响。为此， 本文设计了一种应用于D类功放的电流控制振荡器电路。该模块基于电流模式， 主要实现两个功能： 一是提供幅度与电源电压成正比的三角波信号； 二是提供频率几乎与电源电压无关的方波信号， 该方波信号的占空比为50%。
1 电流模式振荡器原理
振荡器的工作原理是通过MOS开关管来控制电流源对电容的充放电以产生三角波信号。传统的基于电流模式的振荡器结构框图如图1所示。
图1 电流控制振荡器的原理结构
图1中， R1、R2、R3、R4通过对电源电压的分压来产生阈值电压VH、VL和参考电压Vref。参考电压再通过放大器OPA与MN1构成的LDO结构来产生与电源电压成正比的参考电流Iref。因此有：
本系统中的MP1、MP2、MP3可构成镜像电流源， 以产生充电电流IB1。而MP1、MP2、MN2、MN3组成的镜像电流源则产生放电电流IB2。假设MP1、MP2、MP3宽长比相等， MN2、MN3的宽长比相等。则有：
振荡器工作时， 在充电阶段t1时， CLK=1，MP3管以恒定电流IB1对电容充电， 此后A点电压线性上升， 当A点电压大于VH时， cmp1输出端电压翻转为零。逻辑控制模块主要由RS触发器组成， 当cmp1输出为0时， 输出端CLK翻转为低电平， CLK为高电平。振荡器进入放电阶段t2， 此时电容C开始以恒定电流IB2放电， 使A点的电压下降。当电压下降到小于VL时， cmp2的输出电压变为0。RS触发器翻转， CLK变为高电平， CLK变为低电平， 从而完成一个周期的充放电过程。由于IB1和IB2相等， 所以， 电容的充电和放电时间相等， A点三角波的上升沿斜率与下降沿斜率的绝对值相等， 因此， CLK信号为占空比50%的方波信号。
该振荡器的输出频率与电源电压无关， 而三角波的幅度则与电源电压成正比。
2 振荡器电路的实现
本文设计的振荡器电路实现如图2所示。该电路分为阈值电压产生电路， 充放电电流产生电路和逻辑控制电路三个部分。
图2 振荡器的具体实现电路
2.1 阈值电压产生部
阈值电压产生部分可由MN1和四个阻值相等的分压电阻R1、R2、R3和R4来构成。MOS管MN1在此作为开关管。无音频信号输入时， 芯片将CTRL端置为低电平， VH、VL均为0V， 振荡器停止工作， 以降低芯片的静态功耗。有信号输入时， CTRL为低电平， VH=3Vdd/4， VL=Vdd/4。由于比较器工作的高频状态下， 如果B点和C点直接与比较器输入端相连， 则可能会通过MOS管的寄生电容对阈值电压产生电磁干扰。故本电路将B点和C点与缓冲器相连。电路仿真表明， 使用缓冲器可以有效隔离电磁干扰， 稳定阈值电压。
2.2 充放电电流的产生
与电源电压成正比的电流可由OPA、MN2和R5产生。由于OPA的增益很高， 因此， Vref与V5之间的电压差可以忽略不计。
由于存在沟道调制效应， MP11和MN10的电流会受到源漏电压的影响， 因此， 对电容的充放电电流不再与电源电压呈线性关系。本设计中，电流镜采用cascode结构可以稳定MP11和MN10的源漏电压， 降低对电源电压的敏感程度。从交流角度看， cascode结构提高了电流源(层) 的输出电阻， 减小了输出( 入) 电流的误差。MN3、MN4、MP5 用于为MP12 提供偏置电压。MP8、MP10、MN6则可为MN9提供偏置电压。
2.3 逻辑控制部分
触发器的输出CLK和CLK为相位相反的方波信号， 可用来控制MP13、MN11与MP14、MN12的开启和关断。MP14和MN11作为开关管， 其作用相当于图1中的SW1和SW2。MN12和MP13作为辅助管， 其主要作用是减小充放电电流的毛刺，消除三角波的尖冲现象。尖冲现象主要是由于MOS管状态转换时的沟道电荷注入效应所引起的。
假设去除MN12和MP13， CLK从0跳变到1时，MP14由导通到关闭状态， 同时迫使MP11和MP12组成的电流源瞬间内从饱和区进入深线性区， 并使MP11、MP12、MP13的沟道电荷在极短的时间内抽出， 而这将引起很大的毛刺电流， 从而使A点出现尖冲电压。与此同时， MN11由关断状态跳转到导通状态， MN10和MN9组成的电流层从深线性区转到饱和区， 这三个管子的沟道电容短时间内充电， 同样会引起大的毛刺电流和尖冲电压。同样， 若去除辅助管MN12， 那么， CLK跳变时， MN11、MN10、MN9也会产生大的毛刺电流与尖冲电压。
虽然MP13与MP14宽长比相同， 但栅极电平相反， 因此， MP13与MP14交替导通。MP13对消除尖冲电压主要起两个作用。一是保证MP11、MP12在整个周期内都工作在饱和区， 以保证电流的连续性， 避免由电流镜所引起的尖冲电压；二是使MP13、MP14构成互补管。这样， 在CLK电压变化瞬间， 一个管子的沟道电容充电， 同时另外一个管子的沟道电容放电， 正负电荷相互抵消， 从而大大减小毛刺电流。同理， MN12的引入也会起到相同的作用。
2.4 修调技术的应用
在不同的晶片之间， 不同批次的MOS管的参数会有所不同。在不同的工艺角下， MOS管的氧化层厚度to也会有差别， 相应的Cox也会随之变化， 从而引起充放电电流大小发生偏移， 使振荡器的输出频率发生变化。在集成电路设计中， 修调技术主要是针对电阻、电阻网络(或电容网络)进行修调。采用不同的修调技术可增大或减小阻值(或容值)， 从而设计不同的电阻网络(或电容网络)。
充 放电电流IB1和IB2主要由电流Iref决定。而Iref=Vdd/2R5。因此， 本设计选择对电阻R5进行修调，修调网络如图3所示， 图中， 所有电阻阻值均相等。本设计中， 电阻R5的阻值为45kΩ。R5由十个阻值为4.5kΩ的小电阻串联。将A、B两点之间的金属丝熔断可将R5的阻值提高2.5%， 而将B，C之间的金属丝熔断可将电阻提高1.25%， 将A、B和B、C之间的熔丝都熔断， 则可将阻值提高3.75%。这种修调技术的缺点是只能将电阻值调大， 而不能调小。
图3 电阻修调网络结构
3 仿真结果分析
本设计可在CSMC公司的0.5μmCMOS工艺上实现， 并可利用Spectre工具对振荡器进行仿真。
3.1 互补开关管对三角波的改善
图4所示是互补开关管对三角波的改善示意图。由图4可见， 本设计中MP13和MN12的波形在斜率变化时没有明显的尖峰， 而且在添加辅助管后， 其波形尖冲现象基本消失。
图4 互补开关管对三角波的改善波形
3.2 电源电压和温度的影响
图5所示是电压和温度对频率的影响曲线。
从图5可以看出， 电源电压从3V变化到5V时， 其振荡器的频率变化为1.86%； 当温度从-40℃变化到120℃时， 振荡器频率变化了1.93%。可见在温度和电源电压变化范围很大时， 该振荡器的输出频率仍可保持稳定， 故可保证芯片的正常工作。
图5 电压和温度对频率的影响曲线
4 结束语
本文设计了一种应用于D类音频功放的电流控制振荡器。在典型情况下， 该振荡器可以输出频率为250kHz的方波和三角波信号。而且在温度和电源电压变化范围较大时， 振荡器的输出频率仍然可以保持稳定。此外， 通过增加互补开关管， 还可以去除尖冲电压。而通过引入电阻网络修调技术， 则可在有工艺偏差情况下得到精确的输出频率。目前， 该振荡器已经应用于一款D类音频放大器中。