尽可能降低功耗、在节省成本的前提下提高功率密度，是现代高效开关电源所面对的重要挑战。开关电源的设计目标是降低功率的通态损耗和开关损耗[1]。

    不影响功率密度和成本并且能够优化功率通态损耗的目的很难实现，因为这需要很多材料和元件，需要各种晶片，或增大铜线面积。与通态损耗不同，降低功率开关损耗而不大幅提高电源成本比较容易做到。本文重点论述的电路采用软开关法，能效比优于碳化硅二极管。
1 能量恢复电路
    该电路参照软开关[2]要求而设计，如图1所示。为了恢复线圈L贮存的能量，在升压线圈LB附近新增加了两个二极管 D1和D2，另外还有两个辅助线圈NS1和NS2。

1.1 概念描述
    在晶体管TR导通时，线圈NS1可以恢复升压二极管DB上流过的反向恢复电流IRM[3]。交流输入电压还调制升压二极管电流IDB及其相关的反向恢复电流IRM。该调制过程让流经线圈L的反向恢复电流IRM被线圈NS1重置。当晶体管关断时，辅助线圈NS2把小线圈L的额外电流注入到输出电容。流经小线圈L的电流通过二极管D2消失在体电容内。当dI/dt斜率较低时，如在开关变换器断续情况下，附加线圈NS1和NS2将影响到关断二极管D1和D2；二极管反向恢复电流IRM也不会影响电路特性。
1.2 相位时序描述
    变压比m1和m2是线圈NS1和NS2分别与NP的比值。
    在t0前，恢复电路的特性与传统升压转换器的特性相同。
    在t0时，功率晶体管导通，DB的电流等于I0。在t0+时，电流软开关启动，无开关损耗。在t0后，流经DB的电流线性降至-IRM。
    在t1+时，升压二极管DB关断。由于反射电压VNS1低，为了消除二极管D1上的反向恢复电流产生的不良效应，需要保持dI/dt_D1为低斜率。但是，在这个相位期间，升压二极管DB被施加了一个高反向电压。这个特性需要这种应用加上一个二极管，以使得二极管反向恢复电流IRM与击穿电压保持精确平衡。
    在t2时，二极管D1上的电流为0 A，恢复电路变成了一个比较传统的功率升压变换器。
    在t3时，功率晶体管关断。与此同时，主线圈上的电压极性也发生变化，直到DB二极管重新导通。
    在t4时，二极管D2上的电流达到0 A，恢复电路又变成一个传统的功率升压变换器，仅有升压二极管DB导通。
    电路需用到一个击穿电压高于600 V的特殊二极管。此外，还需优化这个二极管的反向恢复电流，防止功率晶体管TR在t1～t2相序期间内受到较高的电流的冲击。
1.3 计算m2和m1变压比
    为了在t1～t2和t3～t4相序期间能够符合断续模式，图2显示的时间td1和td2应为正值。根据连续导通工作模式CCM（Continuous Conduction Mode）功率因数校正的原理和tD1_ON、tD2_ON的结果，可以确定变压比m1和m2。

其中，PIN是功率因数校正电路（PFC）[4]的输入功率，FS是开关频率；VmainsRMSmax是电路电压最大值；IRMmax是在导通电流变化率和最高工作结温条件下的反向恢复电流最大值。
2 450 W功率因数校正电路的电能恢复电路
    为展示恢复电路的优点，制作了一个VmainsRMS为90～260 V的通用系列450 W功率因数校正器，该系列产品采用硬开关模式和一个标准均流式 PWM控制器。从导通情况、能效比较和热量测量3个方面将电能恢复电路和碳化硅肖特基二极管进行了比较。
2.1 恢复电路设计
    在测量电能恢复电路时使用了特定的二极管，图1中DB采用STTH8BC065DI，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060。
2.2 恢复电路的典型波形
    图3所示是200 kHz的功率因数校正电路的典型电能恢复电路波形。每次功率晶体管导通时，就会发生一次电流软开关操作。这条曲线突出表明D1、D2两个二极管总是处于断续状态；D1恢复DB的IRM电流；而D2则通过功率因数校正电路中的体电容发送线圈L储存的电流。在t0～t1和t4～t5相序期间，一旦D2关断，功率晶体管的漏极电压将立即降低，同时消除了关断损耗。

2.3 能效比较
    在两个相同的Vmains电压和140 kHz相同开关频率的条件下对电能恢复电路和SiC肖特基二极管进行了能效比较，如图4和图5所示。当电源电压为230 VRMS时，在加全负载的条件下，恢复电路比8 A SiC二极管省电约2.25 W，在负载100 W时省电约1 W。

    在加低负载的条件下，由于恢复电路关断损耗比SiC二极管低，NS2 产生的反射电压仍然可以提高电能恢复电路的能效。但若功率因数校正电路工作于断续模式（<100 W），电能恢复电路将与SiC二极管的能耗相同，如图4所示。
    在电压为90 VRMS时，软开关方法的优势与功率晶体管体电容COSS放电节省的能量加在一起进一步突出了电能恢复电路的优点。在输出功率达到450 W时，电能恢复电路相比较SiC二极管省电约5.4 W；在低负载的情况下，由于没有关断损耗，电能恢复电路比SiC二极管省电约1.7%。加强了软开关法电能恢复电路和COSS放电降低能耗的优势，尤其是在低负载的条件下这种优势将更为明显。
2.4 热测量
    电流的软开关法可以降低功率晶体管的功率损耗，图6所示是在一个功率因数校正电路中，电能恢复电路的解决方案与SiC二极管在功率晶体管上产生的温度差(18 ℃)。如果功率晶体管的PN结温度相同，电能恢复电路应该可以进一步减小散热器的体积。这样，节省的空间就抵消了电能恢复电路的微型线圈L所占的空间。并且，恢复电路拥有了与SiC二极管相同的功率密度。

    虽然采用了热量优化技术，但如果功率晶体管的RDS(on)致使PN结温度上升到90 ℃时，采用电能恢复电路的能效就会有所降低，不过还是高于SiC二极管。因此，在图5和图6所示的90 VRMS能效比较中，必须从节省的电能Pout&times;[1/(SiC_efficiency)-1/(BC2_efficiency)]=5.4 W中减去0.75 W。总而言之，电能恢复电路的节能效果和功率密度均优于SiC二极管。
    电能恢复电路使用电流软开关法，可以通过一个特有的无损恢复电路帮助电源设计人员实现提高能效的目标。使用专用的二极管可以提高连续导通工作模式下功率因数校正电路的性能。
参考文献
[1] 罗萍，李强，熊富贵，等．新型开关电源的关键技术[J]．微电子学，2005，35(1)：63-66．
[2] 齐群，张波．软开关PWM变换器发展综述[J]．电路与系统学报，2000(3)：50-56．
[3] 李思奇，郭犇，蒋晓华，等．动态死区抑制MOSFET反向恢复电流的研究[J]．电力电子技术，2010，44(7)：91-93．
[4] 林维明，汪晶慧，黄俊来，等．一种高效倍压升压型软开关功率因数校正电路[J]．中国电机工程学报，2008(36)：62-67．