单端反激式开关电源不需要输出滤波电感，体积小巧，无需高压续流二极管，变压器原副边电气隔离，电路拓扑简单、成本低、性能稳定[1-3]，广泛用于小功率直流电源设计中，如工业变频驱动设备的供电电源[4]。
　由于中压变频、断提高，例如1 700 V的IGBT模块应用已经非常普遍,其直流母线电压往往高于1 000  V。此时功率模块的驱动电路供电电源的方案有：(1)采用直流低电压(+15 V)，然后通过隔离DC/DC变换得到相应直流电压;(2)采用隔离变压器获得输出低压交流电(AC100 V)，再设计相应的开关电源;(3)直接对高输入直流母线电压设计开关变压器。其中最后一种设计方案电源隔离效果较好，适用于高电压场合，且无需额外连线，电路结构简单，可靠性高。但该方案所需要解决的是输入电压高的问题，其开关器件的耐压等级要求较高,同时原副边电压值差异大,导致变压器设计困难。因此，研究高直流母线电压条件下反激式开关电源的设计方法具有重要意义。
　本文讨论了高直流母线条件下开关电源的设计方法，包括电路结构、器件选择和变压器设计，并提供了详细的实验波形，为反激式开关电源设计提供了参考。
1 反激式开关电源主电路结构
　本文采用的反激式开关电源电路系统结构,如图1所示。当开关管导通时，变压器原边导通，电流线性上升，磁场储能；当开关管截止时，磁能向副边释放电能。该结构采用UC3844电源控制芯片,通过稳压芯片TL431构建电压外环,并通过采样电阻构成电流内环实现稳定电压控制。UC3844的6脚输出脉宽调制信号，驱动开关管。开关管导通时，原边电流增大，采样电阻Rs的电压逐渐升高并反馈回UC3844的3脚,当此信号大于1 V(或电压外环参考值)时将关断脉冲输出。同时,输出电压通过TL431构成反馈电压环电路，当输出电压一旦高于设定电压时,补偿电压将变为低电平反馈回UC3844的1脚，从而关断PWM输出。由于UC3844输出脉宽信号的最大占空比为50%，因此适合于设计断续模式的反激式开关电源。

2 器件选择及参数选取
    由于输入直流母线的电压高(500 V~1 300 V)，因此开关器件需采用高耐压等级器件。最大电压出现在关断时刻，为母线电压、反激电压与漏感造成的尖峰电压之和。可采用耐压等级为1 700 V的小功率IGBT模块，如IXYS公司的IXGH6N170A。驱动电路设计可采用图2(a)的电路进行设计，加速IGBT关断过程；也可采用图2(b)的方法，当驱动信号为低电平时，通过PNP管T1放电回路可快速释放开关管内部电容存储的电荷,加快关断过程。

    缓冲电路的二极管也将承受高电压，最大反向电压为开关管导通时刻，电压为母线电压与反激电压之和。因此,二极管的耐压等级最好选择与开关管的耐压等级相同，且选用恢复时间短的快速二极管。
　　由于漏感的影响，造成关断时刻UDS出现尖峰电压，而漏感在变压器制造过程中由于开气隙而必然存在。为了在关断时刻快速释放漏感能量，在RC电路上再并联一个瞬态电压抑制二极管(TVS)，可以有效消除漏感影响，保障器件的可靠运行。但在变压器设计时也应尽量减小漏感，否则瞬态抑制二极管将消耗过大功率而发热。瞬态抑制二极管导通电压选取为略大于母线电压与反激电压之和。
　基于TL431的电压反馈电路如图3所示。TL431电路功能为：当输出电压VO1经过R1和R2的分压小于TL431的参考电压Vref (=2.5V)时，TL431输出的电压将近似等于VO1，此时光耦器件不导通,光耦输出为高电平，不影响UC3844的脉宽输出;反之，如果输出电压VO1的分压超过Vref，则TL431输出约为2 V，此时光耦器件导通,输出为低电平，封锁UC3844的输出。如图3所示。

　根据UC3844的闭环控制特点，电流环为内环，直接限制了器件的导通时间，其开启与关断应灵敏及时，否则可能导致器件瞬间过流损坏，故相应电路的滤波时间常数取值应比较小。而电压闭环为外环控制，且由于副边充电电容的滤波作用，电压变化较为缓慢，不需做快速调节，因此相应的时间常数可取大一些。
    此外，除了通过从副边引出一个附加电源绕组经整流滤波后给UC3844供电外,还需要从直流母线引出一条额外的回路给充电电容。因为上电时开关管尚未工作,需要直接通过直流母线给电容充电,使得UC3844供电电压大于16 V，UC3844才能开始工作,此后再由附加电源绕组给UC3844供电。一般上电几秒钟后UC3844应工作，因此需要合理设置充放电时间常数，由于电容仅给UC3844供电，负载较轻，且上电充电电流较小，电容容值不需太大，通常小于100 ?滋F。由于VDC电压较高，设计时应考虑器件的绝缘耐压问题,可以对预充电回路采用多个电阻串联实现。
3 开关变压器设计
　开关变压器是开关电源设计的重点与难点。开关变压器的参数可按照常用反激式变压器的设计步骤进行计算[1]，但也应考虑高输入电压下的特殊情况，特别是要保证器件的耐压问题、高匝数比的问题及初始线圈匝数多的问题。
　为了保证变压器工作于断续模式下，设计断续模式下反激式开关变压器,应保证开关管导通时间小于最大导通时间:
 
其中,VO为反馈绕组电压，Np为原边绕组匝数，Nsm为反馈绕组匝数，T为开关周期， (VO+1)(Np/Nsm)为反激电压。开关器件所承受电压为反激电压与母线电压之和,并且还应留出10%以上的裕度。母线电压最高为1 300 V，若取反激电压为160 V，则器件最高电压为1 460 V，有240 V的裕量。把反激电压和Vdcmin=500 V代入式(1)可得Tonmax=0.24 T。
　变压器原边电感Lm计算如下为:

    为了增大安匝数，变压器需要开气隙，但应尽量减少漏感，以减轻缓冲回路的压力。可增加一个TVS二极管以保证器件安全。
4 实验波形
　按照本开关变压器的设计方法，本设计最终完成的开关变压器规格的输入电压为500 V~1 300 V，反馈绕组输出电压为5 V，多路绕组输出电压分别为+15 V、-15 V，四路26 V及辅助电源绕组+16 V，采用IGBT模块IXGH6N170A，
PQ35/35磁芯，开关调制信号的频率为25 kHz。开关管UDS与IDS波形如图4所示,通道1为UDS波形，通道3为IDS波形。其中母线电压为500 V，反激电压为200 V，电压通过高压探头获得，电流信号则通过电流钳获得。该图显示了反激式开关电源各阶段运行情况。

    在接近第3个μs处，开关管开启，开关管两端电压降为0，电流线性增加，增加到最大值时所用时间可由式(3)得到。在5.4 μs处，开关管关闭，其两端电压升高。由于漏感影响，关断时刻电压大于直流母线电压与反激电压之和(Vdc+VR)，但由于TVS释放能量及抑制作用，电压基本被限制在(Vdc+VR)之下，稳定后UDS电压等于(Vdc+VR)。
　对于IGBT功率模块，开关器件的功率损耗主要体现在关断过程中[5]。开关管关断时,其UDS与IDS波形如图5所示。同样通道1为UDS波形，通道3为IDS波形。根据电流电压波形，近似认为关断过程中电流为200 mA，电压上升时间近似为300 ns，开关周期为25 kHz，可计算得到开关管消耗功率为：

　开关管损耗能量以热量形式发送出去，将引起开关管发热。母线电压越高，UDS电压上升时间越长，上升电压值越大，发热越严重，需要给IGBT管配置更大的散热片，同时在保证能量供给条件下尽量降低开关频率。
　变压器多个开关周期内的电压UDS(通道1)与电流IDS(通道3)波形如图6所示。在20μs~50μs之间，缓冲电路的电容和变压器主电感发生谐振。

　本文分析了高输入电压下单端反激式开关电源的设计方法与关键问题，包括器件的选择、电路参数的设定与开关变压器的设计，讨论了器件的驱动性能和散热问题，所提出的方案切实可行。并给出了详尽的实验波形，分析了开关电源工作过程中IGBT电压UDS与电流IDS的变化规律，实验波形为开关电源设计提供了很好的范例。
　此外，在实际开关电源设计中，设计者还需要考虑器件及布线过程中的安全耐压问题，防止距离过近造成的爬电影响，优化布线，减少电路中的分布电感和分布电容。
参考文献
[1] PRESSMAN A I. 开关电源设计[M].王志强,译.北京：电子工业出版社, 2005.
[2] 徐勇，金辛海. 多路输出反激式开关电源的反馈环路设计[J]. 电源技术应用, 2009,12(1):23-27.
[3] 田俊杰，秋向华，陈静，等. 单端反激式开关电源中变压器的设计[J]. 电源技术应用， 2009,12(2):23-26.
[4] 宋鸿斋,谢吉华,陈志强,等. 变频器用多功能开关电源设计[J].电力自动化设备，2008,28(1):105-108.
[5] 蒋怀刚，李乔，何志伟. IGBT模块驱动及保护技术[J].电源技术应用, 2003,6(4):132-136.