引言

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。由于拥有较高的效率和较高的功率密度，开关电源在现代电子系统中的使用越来越普及。开关电源高频化、模块化和智能化是其发展方向。其中，步进可调、实时显示是开关电源智能化研究方向之一。本文设计了一种开关电源方案，其技术指标为：输出电压30V至36V可调，最大输出电流2A，有过流保护功能，能对输出电压进行键盘设定和步进调整、步进值1V，并能实时显示输出电压和电流的开关稳压电源。

方案论证与比较

主控CPU的选择

方案一：采用AT89S51单片机进行控制。51单片机外接A/D和D/A比较简单，但是由于51单片机功能简单，对于这种复杂的系统来说做起来比较复杂。

方案二：采用超低功耗单片机MSP430F169，这是一个完全集成的混合信号系统级MCU芯片。内部集成12位的A/D芯片和D/A芯片，且这个单片机资源非常丰富。采用JTAG方式，可通过USB口在线下载调试，使用十分方便，并且低功耗便于整体效率的提高。

DC-DC主回路拓扑的方案选择

DC-DC变换有隔离和非隔离两种。输入输出隔离的方式虽然安全，但是由于隔离变压器的漏磁和损耗等会造成效率的降低，隔离变压器绕制复杂，所以选择非隔离方式，具体有以下几种方案：

方案一：BUCK拓扑。如图1所示，开关V1受占空比为D的PWM波的控制，交替导通或截止，再经L和C滤波器在负载R上得到稳定直流输出电压Uo=D×Vd（D≤1），由于输入电压为18V，输出电压20V~36V，故不能满足要求。

图1 BUCK拓扑

方案二：BOOST拓扑。如图2所示，开关V1导通时电感储能，截止时电感能量输出。只要电感绕制合理，能达到要求的输出电压30V~36V，且输出电压Uo呈现连续平滑的特性。

图2 BOOST拓扑

方案三：BUCK-BOOST拓扑。如图3所示，由于电路属于升降压拓扑，控制比较复杂，因本题只需升压，故选择方案二。

图3 BUCK-BOOST拓扑

控制方法的方案选择

方案一：采用单片机产生PWM波，控制开关的导通与截止。根据片内A/D采样后的反馈电压程控改变占空比，使输出电压稳定在设定值。负载电流在康铜丝上的取样经片内A/D后输入单片机，当该电压达到一定值时关闭开关管，形成过流保护。该方案主要由软件实现，控制算法比较复杂，速度慢，输出电压稳定性不好，若想实现自动恢复，实现起来比较复杂。

方案二：采用恒频脉宽调制控制器TL494，这个芯片可推挽或单端输出，工作频率为1kHz~300kHz，输出电压可达40V，内有5V的电压基准，死区时间可以调整，输出级的拉灌电流可达200mA，驱动能力较强。芯片内部有两个误差比较器，一个电压比较器和一个电流比较器。电流比较器可用于过流保护，电压比较器可设置为闭环控制，调整速度快。

鉴于上面分析，本设计选用方案二。

电流工作模式的方案选择

方案一：电流连续模式。

电流连续工作状态，在下一周期到来时，电感中的电流还未减小到零，电容的电流能够得到及时的补充，输出电流的峰值较小，输出纹波电压小。

方案二：电流断续模式。

断续模式下，电感能量释放完时，下一周期尚未到来，电容能量得不到及时补充，二极管的峰值电流非常大，对开关管和二极管的要求就非常高，二极管的损耗也非常大，而且由于电流是断续的，输出电流交流成分比较大，会增加输出电容上的损耗。对于相同功率的输出，断续工作模式的峰值电流要高很多，而且输出直流电压的纹波也会增加，损耗大。

鉴于上面分析，本设计选用方案一。

提高效率的方案选择

影响效率的因素主要包括单片机及外围电路功耗、单片机及外围电路供电电路的效率和DC-DC变换器的效率。本设计采用了超低功耗的单片机MSP430F169，高转换效率的芯片对外围电路进行供电，并且采用低损耗的元器件和优异的控制策略。

详细软硬件分析

硬件整体框图设计

如图4所示，单片机通过键盘控制电压的步进，经过单片机控制D/A提供一个参考电压，与输出电压的反馈分压进行比较，在TL494内部的电压误差放大器产生一个高电平或低电平，控制脉宽变化，来达到调整输出电压的变化，反复调整后使输出达到设定的值为止。参考电压输出后电压的反馈调节是由TL494自动调节，调节速度快。

图4 系统整体框图

理论分析与参数计算

主回路器件的选择及参数设计

磁芯和线径选择。当交变电流通过导体时，电流将集中在导体表面流过，这种现象叫集肤效应。电流或电压以频率较高的电子在导体中传导时，会聚集于总导体表层，而非平均分布于整个导体的截面积中。线径的选择主要由本系统的开关频率确定。开关频率越大，线径越小，但是所允许经过的电流越小，并且开关损耗增大，效率降低。本系统采用的频率为44K，查表得知在此频率下的穿透深度为0.3304mm，直径应为此深度的2倍，即为0.6608mm。选择的AWG导线规格为21#，直径为0.0785cm（含漆皮）。磁芯选择铁镍钼磁芯，该磁芯具有高的饱和磁通密度，在较大的磁化场下不易饱和，具有较高的导磁率，磁性能稳定性好（温升低，耐大电流、噪声小），适用在开关电源上。

控制电路设计与参数设计

控制电路选用TL494来产生PWM波形，控制开关管的导通，RT、CT选择为102K和24K，频率为44kHz。软启动电路由14脚和4脚接电阻和电容来实现，通过充放电来实现。启动时间为10mS，CT=10uF，RT=1K。13号脚接地，采用单管输出，进一步降低芯片内部功耗。TL494如图5所示。

图5 TL494内部电路方框图

效率的分析

输出功率计算公式：η=Po/Pi，输入功率计算公式：Pi=Ui×Ii。

由于题目要求DC/DC变换器（控制器）都只能由Uin端口供电，不能另加辅助电源，所以单片机及一些外围电路消耗功耗要尽量的低。为此，在设计本系统时采用超低功耗单片机MSP430F169，该系统集成了8路12位A/D和2路12位D/A，减少了外加A/D和D/A的功耗。提高效率主要是降低变换器的损耗，变换器的损耗主要有MOSFET导通损耗、MOSFET开关损耗、MOSFET驱动损耗、二极管的损耗、输出电容的损耗和控制部分的损耗，这些损耗可以通过降低开关频率等方法来降低。

各级损耗主要有导通损耗、开关损耗、门级驱动损耗、二极管的损耗和输出电容的损耗。

具体损耗如下：

导通损耗和开关损耗，主要是针对开关管来说的，选取IRP540，功耗为0.4W。

另外一个主要损耗为二极管损耗，二极管正常导通压降为0.7V，损耗Pd=0.7V×Ii。降低门级驱动和输出电容损耗，主要是通过选取低功耗的器件和低ESR的电容。

保护电路设计与参数设计

康铜电阻的大小选择：康铜丝主要起过流保护和测试负载电流两个作用。康铜丝接在整流输入地和负载地之间，越小越好，这样会使两个地之间的电压很小。但是如果太小的话，干扰问题会造成过流保护的误判，并且对于后级运放的要求也比较高。经过实验，选择0.1欧姆的电阻效果比较好。由于电阻太小，难以测量，所以先测得1欧姆的电阻，然后截取其长度的十分之一。

TL494片内有电流误差放大器，可用于过流保护。将康铜电阻上的压降与预先调好的值进行比较，若电流过大，输出高电平，阻止PWM信号产生，开关管处于关断状态，使输出电压降低，形成保护功能。一旦输出电压降低，导致输出电流降低，检测电压降低，电流误差放大器就会输出低电平，重新产生PWM波形，所以该电路具有自恢复功能。

数字设定及显示电路的设计

由于在输出端采样时测得反馈电压为输出电压的二十四分之一，即分压为1.5V时输出为36V，分压为0.834V时输出为30V，设计中采用了12位D/A转换精度为0.61mV（参考电压为2.5V），直接输出给TL494提供参考电压。此外还设置了三个A/D芯片，分别采集输出电压、输出电流和输入电流。为了降低功耗，设计中采用了128×64屏幕，显示内容多。当背光不使用时自动关闭，以降低功耗。

硬件电路设计

主电路如图6所示。

主CPU PCB如图7所示。

图6 主电路图

图7 主CPU PCB

软件设计

本设计的软件设计比较简单，完全出于效率的要求，把外围电路设计的尽可能的少，所以单片机驱动外围芯片均采用I/O口直接控制，没有采用总线方式。整体软件设计流程图如图8所示。

图8 整体软件设计流程图

结论

通过寻找一系列资料和电路的设计、调试，最后取得了非常好的效果，各个技术指标都达到很高的水准。但该电路仍然存在很多问题，例如采用超低功耗单片机在电源设计中，单片机的抗干扰能力不好，以后应多加注意。