CMOS RRO: 具有双通道反馈的 RISO
我们选择用于分析具有双通道反馈的 RISO 的CMOS RRO 为OPA734，具体情况请参阅图 10.38。OPA734 是一款低漂移、低输入失调电压的运算放大器，其能在 +2.7V～+12V 的电压范围内工作。这种极低的漂移（0.05uV/C）加上其超低的初始输入失调电压（1uV），使 OPA734 成为了单电源应用中理想的参考缓冲放大器。由于这并非是轨至轨 CMOS 输入放大器，因此，我们有必要观察输入电压范围的技术规范[（V–）–0.1V 至（V+）–1.5V]。
图 10.38 CMOS RRO 运算放大器的技术规范
典型的 CMOS RRO 等效电路图如图 10.39 所示。从图中可以看出，运算放大器的输出端连接至 MOSFET 的漏极。这种漏极输出运算放大器具备一个 Zo（同时具有阻性和容性的特点），要求我们运用某些相对于双极发射极跟随器略有不同的分析技术，如具有双通道反馈的 RISO 电路示例。
图 10.39 典型的 CMOS RRO 运算放大器拓扑结构
从图 10
.40 中我们可以看出，CMOS RRO 参考缓冲电路的外观与双极发射极跟随器示例中所采用的电路外观一模一样。在本应用示例中，我们采用电压为 5V 的单电源，对 2.5V 的参考电路（该电路的电压值低于输入电压范围的技术规范[输入电压范围：5V–1.5V =3.5V]）进行缓冲。由于为了获得良好的稳定性，在高频时 FB#1 和 FB#2 将提供所需要的反馈，因此，在 Vout 处，可获取准确的参考电压。Riso 将使两条反馈电路单独运行，互不干扰。
图 10.40 具有双通道反馈的 RISO：CMOS RRO
由于在本应用示例中，我们采用的是单电源，因此，我们将运用一些新技巧来获取如图 10.41所示的空载 Aol 曲线。首先，我们需要确保在开展 DC 工作点分析之后的 OPA734 输出信号处于工作的线性区域。通常来说，由于运算放大器的饱和输出信号并非处在工作的线性区域，因此，其未能提供恰当的 AC 性能。对于大多数运算放大器宏模型来说也是如此。在 DC 状态时，LT 为短路而 CT 为开路。OPA734 的非反相输入限制为 Vs/2 (2.5V)。因此，输出将为 Vs/2 (2.5V)。如图所示的 RL 接线方式，在运算放大器的输出端不存在 DC负载。RL 以及 LT 为低通滤波器函数提供了一条 AC 通道。这样，在反馈电路中，就可使 DC 处于短路状态而 AC 处于开路状态。务必提请注意的是，在进行 AC 分析前，SPICE 必须开展 DC 闭环分析，以找到电路的工作点。另外，RL 以及 CT 为高通滤波器函数提供了一条 AC 通道，这样，使得我们能将 DC 开路电路和 AC 短路电路一起并入输入端。而且，LT 和 CT 按大数值等级选用，以确保其在各种相关的 AC 频率时，电路短路和开路情况下的正常运行。
图 10.41 Aol 测试示意图：CMOS RRO
从 Tina SPICE 仿真测量得出的 OPA734 Aol 曲线如图 10.42 所示。测得的单位增益带宽为 1.77MHz。
图 10.42 Aol 测试结果：CMOS RRO
图 10.43 由 Zo、CCO、 RCO、CL 改变 Aol 效应的 TINA 电路
现在，我们必须测量如图 10.43 所示的 Zo（小信号 AC 开环输出阻抗）。该 Tina SPICE 测试电路将测试空载 OPA734 的 Zo。请注意，由于我们测试的是单电源电路，因此将输出信号调整至 Vs/2 (2.5V)，以确保运算放大器输出电流的正弦波位于工作的线性区域。RL 以及 LT 为低通滤波器函数提供了一条 AC 通道。这样，在反馈电路中，就可使 DC 处于短路状态而 AC 处于开路状态。由于 RL 限定在 Vout (2.5V) 和 Vs/2 (2.5V) 之间，所以 DC 工作点在输出端显示为 2.5V 或 Vs/2 伏，这也就是说，OPA734 没有电流流入或流出。此时，通过运用 1Apk AC 电流发生器（我们能够扫视 10mHz 至 1MHz 的 AC 频率范围），Zo 的测量工作能够轻松完成。最后，得出测量结果 Zo = Vout（如果将测量结果的单位从dB转换为线性或对数，Vout 也就是以欧姆为单位的 Zo）。
图 10.44 Zo、开环输出阻抗：CMOS RRO
从图 10.44 中，我们可以看出，OPA734 Zo 是 CMOS RRO 运算放大器输出级所独有的特征。而且，这种输出级的 Ro 在高频时，处于支配地位。同时，Co 所呈现出的电容效应在频率低于 92Hz 时，处于支配地位。
根据前面图表的仿真测试结果，我们在图10.45中构建了 OPA734 的 Zo 模型。RO 直接测得为 129 欧姆，fz 直接测得为 92Hz。根据测得的 fz 和 RO 数值，我们可以轻松地计算出 CO 的数值（为 13.4uF）。最终完成了如图所示的 Zo 模型。
图 10.45 Zo 模型：CMOS RRO
图 10.46：Zo 外部模型：CMOS RRO
为了使 1/b分析的情况包含在Zo 与 RISO、CL、CF 以及RF 之间相互作用的影响结果内，我们需将 Zo 从运算放大器的宏模型中分离出来，以便于弄清楚电路中所需的节点。这种构思如图 10.46 所示。另外，U1 将提供产品说明书的 Aol 曲线，并从 Riso、CL、CF 以及 RF 的各种影响中得到缓冲。
通过如图 10.47 所示的 Zo 外部模型，我们能够测量 Zo 与 Riso、CL、RF 以及 CF 之间的相互作用对
1/b的影响。RO 和 CO 是我们在前一张图表中测出的参数。GM2 将 U1（OPA734 运算放大器宏模型）从 Zo 外部模型中隔离开来。将 GM2 设置为 1/RO以保持适当的 Aol 增益，目的是与最初的 OPA734 运算放大器宏模型和产品说明书中的 Aol 相匹配。在 SPICE 进行 AC 分析前，其必须开展 DC 分析。因此，我们需确保扩展后的运算放大器模型，将具备正确的 DC 工作点而无需使 U1 达到饱和状态。为此，我们在 CO 至 VO 之间添加了一条低频通道。GMO 将由 RO 两端的电压控制（该电压与 VOA 相匹配）。将 GMO 设置为 1/RL 以维持 DC 状态时的综合增益水平，目的是与最初的 OPA734 Aol 相匹配。另外，一只低通滤波器由RLP 和 CLP形成，并设置为 0.1*fLOW（fLOW 是相关的最低频率）。将 RLP 设置为 1000*RO，以避免 RO 上出现负载或相互作用（影响），最终导致 Zo 传输函数发生错误。
图 10.47 Zo 外部模型详图：CMOS RRO
首先，我们分析如图 10.48 所示的 FB#1。请注意，由于我们只分析 FB#1，所以 CF 可视为处于开路状态。接下来，我们将分析 FB#2。然后，通过采用叠加的方法，将两条反馈通道合并在一起，求取最终的 1/b。分析结果如图 10.48 所示，有关的公式推导和具体细节，请参阅图 10.49。我们发现，当 fzx="107".49Hz 时，FB#1 1/b曲线上出现零点。低频1/b值为4.5 或13dB，并由介于 CO 和 CL 之间的电容分压器确定。如果改变电路以获得增益，那么低频1/b值将大于1。
图 10.48 FB#1 分析：CMOS RRO
图 10.49 FB#1 1/b公式推导：CMOS RRO
FB#1b的公式推导如图 10.49 左侧所示。由于 1/b是b的倒数，所以FB#1 1/b的计算结果可以轻而易举的推导出来，具体推导过程，请参阅图10.49 右侧。从图中我们还发现，在b推导过程中的pole, fpx 变成了 1/b推导过程中的zero, fzx。
我们将采用如图 10.50 所示的电路来开展 AC 分析：通过 Tina SPICE，找到 FB#1 的 1/b，OPA177 的 Aol 以及只采用 FB#1 电路的环路增益。
图 10.50 FB#1 AC 电路分析：CMOS RRO
FB#1 1/b的结果标示在图10.51 中的OPA734 Aol 曲线上。在环路增益为零的 fcl 处，我们发现，接近速率为 40dB/decade：
[（Aol 曲线上的 –20dB/decade） – （FB#1 1/曲线上的+20dB/decade ）= –40dB/decade 接近速率）]
为此，接近速率的历史数据表明了存在不稳定性。而且，我们对 FB#1 的分析是基于 zero、fzx = 183.57Hz，低频 1/ = 13.09dB 的情况。从图 10.51 中可以看出，我们的一阶分析准确推算出了 FB#1 1/b的数值。
图 10.51 FB#1 1/b 曲线：CMOS RRO
图 10.52 FB#1 环路增益分析：CMOS RRO
从图 10.52 中我们发现，只配置 FB#1 的电路环路增益分析显示，在环路增益为零的 fcl 处，相位裕度接近零。这样，就明确证实了电路的不稳定性。通过观察图 10.51 中 Aol 曲线上的 FB#1 1/b标绘点，可推算出环路增益曲线上的极点和零点。
图 10.53 FB#1 瞬态稳定性测试电路：CMOS RRO
如果我们有任何疑问，或如果只采用 FB#1 构建参考缓冲电路，此时，我们可运用图 10.53 中的电路，进行实际的瞬态稳定性测试。