DRM是一个国际联盟形成的基于OFDM的数字广播标准^[1]，适用于长波、中波和短波波段。DRM因为数字信号的优势使其和现存的模拟广播使用相同的频段，却提供了更好的性能，比如得到了更好的音频质量并且可以传输附加的数字信息。定义了四种传输模式和不同的系统带宽来适应不同的分配方案和信道条件。为了克服传输信道的时变性，需要进行信道估计和均衡，为接收数字数据流，还需要估计和修正频率偏置，调整符号定时。错误的符号定时破坏系统正交性，带来符号间干扰(ISI)，以及由于信道间干扰(ICI)而产生必然的衰落。
　　本文主要讨论DRM系统中的符号同步方法，首先估计初始的符号偏置，称为粗符号同步，在IFFT后频域进行细同步来得到低残余误差，通过仿真分析验证符号同步后接收机的性能。
1 系统描述
　　假设DRM标准中OFDM信号s(t)通过时变信道传输并受到高斯白噪声的干扰，设发送接收滤波器与信道同时产生冲激响应。在接收端，这个信号是以采样率fs=1/T进行采样，得到接收的采样信号：
　　
    这里假设信道冲激响应的长度为M个采样点(小于保护间隔)。假设符号定时在无ISI区，只有小的频率偏差△ f和采样率偏移ζ，解调后的OFDM符号，第k个子载波位置上的OFDM符号为:
　　
　　这里N是DFT的长度，Ns=N+N_g是一个OFDM符号的采样长度，N_g是循环前缀的长度，H_n^k是第k个子载波的传输函数，X_n^k是传输数据符号，n_n^k是高斯白噪声加上由信道的时变性引起的载波不正交带来的载波间干扰。频率偏移为△ f和采样率偏移带来的影响包含在相位Φk=△ fNT+ζk中，下面假设无频率和采样率偏移。
2 符号同步偏移的影响
　　FFT窗口的位置如图1所示。假定由于符号非同步而造成接收机中FFT位置相对于理想位置偏移了εT=t-t₀。由于OFDM系统采用了循环前缀(CP)，并且CP的长度大于信道的最大" title="最大">最大附加时延" title="时延">时延扩展P，则在CP中将存在一个范围，它没有受到多径信道引入的来自上一个OFDM符号的ISI影响，即存在一个无ISI区(B区)，其中P≤N_g。符号同步偏移的影响分为两种情况讨论。

　　(1) P-N_g<ε<0，落在无ISI区(B区)，这时符号同步误差不会破坏子载波间的正交性，但经FFT解调后，在各载波上产生相应的相位旋转，即内接收机的输出为:
　　
　　这个旋转是可以估计并且通过均衡进行补偿的，从而不会造成性能下降。FFT符号同步偏移在无ISI区的影响如图2(a)所示。
　　(2)除此之外，同步时间选在A区或C区都会造成ISI和ICI。分析表明内接收机的输出此时可以表示为^[2]:
　　
　　其中n_εn^k为由ISI引起的等效ICI噪声。当ε>0时，ISI是由后一个符号引起的;当-N_g<εg时，ISI由前一个符号引起。由式子看出，符号同步选在A或C区时，不仅造成ICI，同时还造成有用信号的衰减和相位旋转。FFT符号定时在A或C区的影响如图2(b)所示，可以看出ISI的影响在星座点的扩展中表现了出来。

3 符号粗同步
　　利用OFDM信号的循环前缀引入的时间相关性进行检测，可以作为符号粗同步的算法。在ML标准的基础上，得到时间和频率同步的联合最大似然估计算法^[3]。
　　假设观察2N+N_g个连续的r_n，其中只包含一个完整的N+N_g个OFDM符号。定义:
　　I=[θ,θ+1,…，θ+N_g-1]
　　I′=[θ+N,θ+N+1,…，θ+N+N_g-1]
　　当不考虑信道冲激响应和频率偏移且对应理想OFDM符号起始位置时，有:
　　
　　其中σ_s²和σ_n²分别为信号功率和噪声功率，最大对数似然函数为：
　　
　　图3和图4分别给出在高斯白噪声信道和DRM信道中似然函数的输出，从图中可以看出，对于DRM时间色散信道，OFDM符号由于在时间轴上被扩散，用于估计运算的保护间隔信号已经受到前一个符号的干扰，相关性能大大下降，检测到的相关峰值位置波动较大，且存在伪峰误判的情况，从而需要在频域进行符号的细同步。

4 符号细同步
　　从保护间隔相关获得的时间估计有很大的误差，且不可靠，因为只使用了部分有用信号进行了估计。精确的定时对于接收机的性能是十分重要的，因为时间偏置会导致符号间干扰或者引起同步的丢失。为了提高定时精度，采用了一种基于信道估计结论的方法，可利用频域插入的分散导频信号估计出信道时延的第一条路径及时延宽度，从而将符号同步的起始位置精确地定位于保护间隔尾部最大时延扩展以外的那部分区域，完成符号定时同步^[4]。
　　对于DRM时变色散信道，信道的冲激响应可以表达为:
　　
　　这里,α_n是第n条路径的衰减，τ_n是第n条路径的时延。时变权重 c_n(t)可以用复数值的平稳高斯随机过程描述。则:
　　
　　将N_p个导频的频率响应乘以汉明窗{w(m)|m=0,…，M-1}，用来减小IFFT输出的泄漏，然后补零成M(2的整数次幂)进行IFFT，估计h(i)的特性:

　　第一个" title="第一个">第一个路径的延迟可以通过检测指定门限以上的第一个峰值，引入这个门限是为了减小SNR的影响并且减少选择噪声或者只存在噪声路径的可能性，因此估计第一个路径的时延为:

5 仿真结果
　　仿真参数包括所有的导频单元是DRM标准B模式9kHz信道带宽文献[1]的参数，信道是文献[1]中定义的WSSUS信道，采用16QAM调制，无编码。在DRM标准信道2(慢衰落信道)下仿真该符号定时算法，图5给出了无定时偏移，经过粗符号定时和细符号定时后的信噪比与比特率之间的关系，证明了算法的可用性。