D类音频放大器等很多PWM （脉宽调制）应用都需要对称的驱动电路。图1中的CMOS对由互补的 N沟道和P沟道 FET器件组成，连接了栅极和源极，提供了通向正电源或负电源的低阻抗路径，并能直接驱动逻辑电平N沟道 FET。CMOS对和逻辑电路驱动器的直接耦合在 PWM 系统中工作得很好，在这些系统中，控制器件的工作电压与逻辑电路相同。但是，提高输出 FET 的电源电压的同时，从电压较低的逻辑电路驱动栅极，结果会导致 P沟道器件保持导电状态，这是因为电源电压之间存在差异。
为了实现切断状态，放大器的 P沟道 FET 的栅极必须连接到正电源轨。互补 CMOS 逻辑电平驱动器无法容纳放大器较高的正电源电压，并且各种替代方法（比如利用商品化 FET 驱动器和运算放大器电平移位电路）会提高成本和复杂性。你可添加一个外部高压 N沟道 FET 来驱动 P沟道放大器 FET 的栅极（图 2）。但是，电容性负载会在驱动波形上造成指数上升特征，从而使 P沟道 FET 在其线性工作区内停留更长的时间，并因此限制了开关频率，导致串联 FET 的明显功率损耗。
目前
这一代PWM系统能够工作在较高的开关频率，并且如图 3 所示，使你能在逻辑电平驱动器的输出端和P沟道输出 FET 的栅极之间使用直流阻塞耦合电容器，即CB。电阻分配器R1和R2把直流电偏置电压施加到输出 FET 的栅极，它等于输出端的电源电压和电源线中点的逻辑电压之差。例如，在一个从5V微控制器驱动的12V D类PWM音频放大器中，把P沟道FET的栅极偏置在9.5V（12 V-5 V/2）。之所以把那些被规定用于逻辑电平栅极驱动的FET用作输出器件，是因为其它FET在5V或更低的栅极驱动电压没有呈现出标称的IDS特性。
由电池供电并具备电阻分配器输出级偏置的放大器引起了一个额外的复杂问题。随着电池电压下降，偏置电压也下降。不过，无论电源电压如何变化，你都可使用电压参考IC或齐纳二极管（即D1）来提供恒定的偏置电压（图4）。这种方法的功耗低于单纯的电阻分配器，并在耦合电容器的选择方面提供了更大的灵活性，以便抑制波形的减弱。一种基于德州仪器公司的TPA2010 PWM功率放大IC的D类音频功率放大器（参考文献1），把TPA2010的2.5W差分输出提高至超过200 Wrms，并输入到8Ω负载中（图 5）。
