升压电源常用于将低压输入转换成较高电压。不过，随着这些电源的功率需求不断增加，单个功率级可能变得缺乏吸引力。本文将介绍一种交错式升压技术，无论从分析还是从实际应用经验上来说，该技术在效率、尺寸及成本方面均优于单升压转换器 (single-boost converter)。本文对250W单相电源与交错式升压电源的测试结果进行了对比。尽管复杂性有所增加，不过交错式升压却表现出具有卓越的性能。
前言
本文将以输入电压为12 V、输出为 7 A、37 V 的喷墨打印机电磁线圈驱动器为例介绍电源结构的选择。该电源的输入电流超过 20 A。最初我们并不清楚单相功率级合理，还是多相功率级合理。与采用降压稳压器一样，我们可以获得足够高的电流，从而采用双功率级来降低应力并进行散热。在此情况下，我们考虑采用了单相与双相升压结构 (two-phase boost topology)。
表 1 说明了相应的电源需求。这个电源必须能够承受电磁线圈启动和关闭时出现的大电流突波，并将所需输出电压保持在可以接受的范围内。另外，转换效率对于最小化功率耗损和维持正常温升同样至关重要。37V和
7A 代表超过 250W的负载功率。就算转换效率达到 91％，电源仍然会浪费 25W 的功率，因此需要安装多个散热片。此外，尽管本文并未特别说明，但是电源的大小与成本也相当重要。
图 1 显示了两种电源的对比。上面的电源是采用单输入电感的单相设计，而下面的电路是双相设计。单相设计（上面部分）需要的 PWB 面积大约为 18 平方英寸，而交错式设计（下面部分）需要 14 平方英寸。两种方案之间最大的面积差异在于电感、输出电容和散热片。交错式电感的最大高度低于单相设计的最大高度。
单相与双相对比
图 2 显示了单相升压转换器和交错式升压转换器的示意图。在单相设计中，闸极电压会施加在 FET Q1，以下拉漏极至接地电位。这样可以在电感 L1 上施加输入电压，使电流上升。其间，输出电容 C2 必须单独提供负载所需电流。在 Q1 停止导通时，L1 为了维持电流，其两端的电压极性会立刻反转。使得切换点的电压高于输入电压，此时二极管 D1 进入正向偏置状态，为输出电容 C2 充电并提供输出负载电流。电感的伏特-微秒乘积在这两种开关状态下必须保持平衡，即 d / fs × Vin = (1 - d) / fs × (Vout - Vin)，得出关系式Vout = Vin / (1-d)。该公式只适用于连续导通模式 (CCM)，该模式的定义为电感电流始终保持正极。
图 2 所示的交错式升压电路中，每个相的工作方式都与上述单相升压相似。两个功率级会以反相 180。的方式运行，使得输入和输出电容的纹波电流互相抵消。交错式升压设计会强迫两个功率级共同提供输出电流，使得电源输出由它们平均分担；如果工程师不采用这种设计，其中一个功率级的电流输出就会远大于另一个功率级，使得原有的纹波消除优点化为乌有。
设计分析
图 3 说明了交错式技术提供的输入电容纹波电流消除优势。可以看出，两个以 180。相位差工作的功率级可以消除一半峰/峰纹波电流。由于交错式升压设计的组合输入纹波电流等于单相输入纹波电流，因此双相设计的单相纹波电流可以达到单相设计的两倍。单独交错式功率级以与单相设计相同的频率工作，即 100KHz。但是，由于纹波消除作用，它的有效输入与输出纹波变为 200KHz。因此在计算交错式设计的电感时，适用的频率虽和单相设计完全相同，但能允许的纹波电流却会增加一倍，使得设计所需的电感值得以减少一半。值得注意的是：在双相设计中，输入电容的有效纹波电流与单相设计相同，因此这两种设计会采用相同数量的输入电容。纹波消除作用能够使工程师有选择性地减少组件，从而使设计受益。另外，如果采用的两个电感与单相设计采用的电感值相同，输入电容需求可以降低 50％。在升压设计中，电感需求一般比输入电容需求更重要。
就像输入电容一样，交错式设计的输入电容也能享受同样的好处。图 4 说明的是单相设计的输出电容纹波电流。图 3 中电流波形的均方值约为 Ipp×√(d×(1-d))，在本设计中等于 10Arm。电感的斜率可以从波形顶部看出，但是它并不显著增加总的 RMS 电流。在 FET 导通时，该电容提供所有的输出电流。不过，当 FET 截止时，会有相当于 Iout×d/(1-d) 或 +14A 的电流流入电容，并对它重新充电。在采用铝电解输出电容的情况下，电容纹波电流额定值决定所需要的电容数量。
图 5 是交错式升压设计中，个别输出电容的电流值及它们的总和。在不考虑电感斜率的情况下，相位 A 与相位 B的峰/峰电流幅值是单相设计的一半。这是因为流入输 出电容的电流的占空比是单相设计的两倍。在图 5 中，综合电流或总电流的均方根值是 5Arm，因此设计只需采用一半输出电容，即可让纹波电压达到与单相设计相同的纹波电压。
图 6 是不同占空比下的纹波电流消除。垂直线表示工作占空比，从中可以看出在此占空比下，交错式升压设计的 RMS 电流等于单相位设计的一半。值得注意的是，50％ 的占空比可以提供完全消除的效果。
图 7 与图 8 说明单相与交错式升压转换器的完整设计。在单相设计中，在电压模式下工作的 UCC38C43 驱动一对 MOSFET。由于在升压转换器短路情况下无法限制输出电流，因此采用了带有过电流保护电路的 TPS2490 热插拔器件。在测试过程中发现，在过电流故障情况下它可以提供一种“中止”电流流动的方法。
图 8 说明采用 UCC38220 控制器的交错式设计。利用 Q5 与 Q7 漏极引线中的小型低成本电流互感器感测 FET 电流。UCC28220 迫使相位之间实现相等的电流共享。降低整流器的电流可以消除对散热片的需求并且降低组装成本。
试验结果
这两种设计在效率、输入与输出纹波电压以及瞬态负载方面的对比结果显示，在大部分情况下，双相设计的性能都优于单相设计。
图 9 对比两种方法的效率。它们都能够满足 91％ 的目标效率。不过，双相设计在满负载情况下的效率高 两个百分点。虽然这看起来可能并不明显，但是若比较两种电源的损耗差异，就会发现其中差别很大。单相设计消耗 23 W，而双相设计仅消耗 16 W。这相当于热损耗降低 30％，因而必将对散热片的选择与热功耗设计产生一定影响。
单相曲线很快达到最高值，然后开始迅速下降。这是传导损耗较高的设计的特性。两种设计的明显差异体现在电感、升压二极管、输出电容与 PWB 的损耗。表 2 对比了电感需求与设计性能。如前所述，双相方法采用的电感比单相设计低得多，而且每个电感仅承载一半的电流。电感的体积取决于蓄能需求与温度的升幅。蓄能大小由（1/2×L×I2）决定，而表2说明单相设计的蓄能是双相设计的 5 倍。这意味着，如果我们要使电感的温度升幅保持相同，则单相设计的电感应当大 5 倍。我们认为与其保持相等的能量密度，不如允许较大的温度升幅。我们在单相设计中使用损耗较大的电感因而牺牲了部分效率。结果，单相设计的损耗高出了近 5 W。在这两种设计的功耗差异中，输出电容大约占 1 W。每个输出电容的纹波电流造成大约 100 mW 的损耗，而且单相设计需要的电容比双相设计多出 6 个。双相设计的功率级必须采用两个二极管，每个二极管承担总电流的一半。这样它们具有较低的压降，可使总功耗降低大约 1W。
小结
与降压稳压器一样，交错式升压设计的性能也优于单相设计。从表 3 中完整的单相升压设计与交错式升压设计的对比即可看出。交错式升压设计体积更小，效率更高。这是因为它能减少输出纹波电流，使得输出电容数量显著降低，从而降低了成本与功耗；它还能减少电感的蓄能要求，这表示电感磁线圈的体积、高度与热损耗都会降低。多相方法可使总功耗降低 30％，同时将热量分散至较大电路板面积，从而实现更完美的热管理。多相设计必须测量与平衡每个相位的电流大小，因此它确实会增加电路的复杂性，这从可控制组件的数量就能看出。
