220V交流电经整流供给功率因数校正电路，采用Boost型PFC来提高电源的输入功率因数，同时降低了谐波电流，从而减小了谐波污染。PFC的输出为一直流电压UC，通过DC/DC变换可将该电压变换成所要求的两输出直流电压U_o1(12V)和U_o2(24V)。
    从图中可以看出，本电源系统设计的关键是在整流滤波器和DC/DC变换器之间加入了功率因数校正电路，使输入电流受输入电压严格控制，以实现更高的功率因数。同时设计中还采用同步整流技术以减少整流损耗，提高DC/DC变换效率。选用反激式准谐振DC/DC变换器，既能增强对输入电压变化的适应能力，又可以降低工作损耗。
    为保证开关电源的性能，电源实际制作时还附加了一些电路：(1)保护电路。防止负载本身的过压、过流或短路；(2)软启动控制电路。它能保证电源稳定、可靠且有序地工作，防止启动时电压电流过冲；(3)浪涌吸收电路。防止因浪涌电压电流而引起输出纹波峰-峰值过高及高频辐射和高次谐波的产生。
2 开关电源主要器件选择
2.1 APFC芯片及控制方案
    电源中功率因数校正电路以Infineon（英飞凌）公司生产的TDA4863芯片为核心，电路如图2所示。开关管VT1选用增强型MOSFET。具体控制方案为：从负载侧A点反馈取样，引入双闭环电压串联负反馈，以稳定DC/DC变换器的输入电压和整个系统的输出电压。

2.2 准谐振DC/DC变换器
    DC/DC变换器的类型有多种^[7]，为了保证用电安全，本设计方案选为隔离式。隔离式DC/DC变换形式又可进一步细分为正激式、反激式、半桥式、全桥式和推挽式等。其中，半桥式、全桥式和推挽式通常用于大功率输出场合，其激励电路复杂，实现起来较困难；而正激式和反激式电路则简单易行，但由于反激式比正激式更适应输入电压有变化的情况，且本电源系统中PFC输出电压会发生较大的变化，故本设计中的UC/UO变换采用反激方式，有利于确保输出电压稳定不变。
    本设计采用ONSMEI(安森美)准谐振型PWM驱动芯片NCP1207，它始终保持在MOSFET漏极电压最低时开通，改善了开通方式，减小了开通损耗。
    图3是利用NCP1207芯片设计的DC/DC反激式变换器电路，其工作原理为：PFC输出直流电压UO，一路直接接变压器初级线圈L1，另一路经电阻R3接到NCP1207高压端8脚，使电路起振，形成软启动电路；NCP1207的5脚输出驱动脉冲开通开关管VT，L1存储能量，当驱动关闭时，线圈L₂和L₃释放能量，次级经整流滤波后供电给负载，辅助线圈释放能量，一部分经整流滤波供电给VCC，形成自举电路，另一部分经电阻R1和R2分压后送到NCP1207的1脚，来判断VT软开通时刻；光耦P1反馈来自输出电压的信号，经电阻R₇和电容C2组成积分电路滤波后送入NCP1207的2脚，以调节输出电压的稳定，此为电压反馈环节。电阻R6取样主电流信号，经串联电阻R5和电容C4组成积分电路滤波后送入NCP1207的3脚，此为电流反馈环节。

2.3 同步整流管
　　电源系统采用电流驱动同步整流技术^[8]，基本思路是通过使用低通态电阻的MOSFET代替DC/DC变换器输出侧的整流二极管工作，以最大限度地降低整流损耗，即通过检测流过自身的电流来获得MOSFET驱动信号，VT1在流过正向电流时导通，而当流过自身的电流为零时关断，使反相电流不能流过VT1，故MOSFET与整流二极管一样只能单向导通。
　　选择同步整流管主要是考虑管子的通态电流要大，通态电阻小，反向耐压足够大（应按24V时变压器次级变换反向电压计　算），且寄生二极管反向恢复时间要短。经对实际电路的分析计算，选用ONSEMI公司生产的MTY100N10E的MOSFET管，其耐压100V，通态电流为100A，通态电阻为11MΩ，反向恢复时间为145ns，开通延迟时间和关断延迟时间分别为48ns和186ns，能满足系统工作要求。
3 降耗及降电磁污染的手段
3.1 降耗措施
　　(1)利用TDA4863芯片优越性能
　　TDA4863的性能特点是：当输入电压较高时，片内APFC电路从电网中吸取较多的功率；反之，当输入电压较低时则吸收较少的功率，这就抑制了产生谐波电流，使功率因数接近单位功率因数；片内还包含有源滤波电路，能滤除因输出电压脉动而产生的谐波电流；芯片的微电流工作条件也降低了元器件的损耗。
　　(2)电压电流双闭环反馈
    因整机系统形成双闭环系统，DC/DC变换器输出稳定电压时既增大了输入电阻又减小输出电阻，达到了闭环控制的目的。变换器在较大功率时呈现同步整流方式，较小功率时开关管、整流管均为零电压开通，同步整流或零电压开通都极大地降低了管耗。
3.2 降低电磁污染措施
    (1)交流侧设置电磁干扰（EMI）滤波器
    设置EMI滤波器的目的是抑制电源线上传导的高频干扰，同时防止电源装置产生的谐波污染电网。
    (2)直流侧安装滤波电容器
    在整流桥的两端并联了四只滤波电容器，可削弱整流部分对系统工作的影响。
    (3)优化元器件布局减小连线距离
　　在一次整流回路中将二极管与变压器接近，而在二次整流回路中将二极管与变压器和输出电容都设置得比较靠近。
　　(4)合理接地
　　一方面为降低接地阻抗、消除分布电容的影响，安装时将需要接地部分就近接到该端；另一方面分别将低频电路、高频电路和功率电路的公共端单独连接后，再接到参考地端。
4 样机测试结果分析
4.1 整流桥和开关管测试波形
　　采用泰克（Tektronix）示波器TDS5034B对实验电路进行测试，图4是后级DC/DC变换器负载为12V/1.53A及24V/1.70A时的波形。其中，u_dr和u_d分别为开关管VT1驱动电压及其漏极电压，u₅为TDA4863的5脚电压，即电感零电流检测电压，u_i为整流桥正弦半波输出电压。由图可知，u_d幅值因为钳位而基本不变，呈高频矩形波；u₅的包络线显现出电感平均电流波形接近于正弦波形。当u_i为谷点时振荡频率f₀明显降低，因此时电流基准信号也处于低谷，且输出功率一定时很小的峰值电流无法使u₅升高；在u_i峰值附近f0也较低，因为电流基准信号亦处于峰值附近，电感电流峰值和输出功率都较大，但因输出平均功率一定，故f₀降低。

4.2 不同输入交流电压时的开关管电压波形
　　图5是负载为12V/1.1A、24V/3.2A时，不同的ui下实测的开关管VT1漏极电压u_d的波形。由图可知，当u_i在90V～150V低压段时，u_d为252V，并保持不变；当ui在210V～260V高压段时，u_d一直保持382V不变。由此说明，电源系统实现了输出电压跟随输入交流电压变化的目标。

4.3 输出纹波电压波形
　　图6为APFC的输出高频和低频纹波电压。由图可知，高频纹波电压约为3V左右，低频纹波频率为100Hz时，波动电压约为10V。因后级为反激式DC/DC变换器，故对输出电压无影响。

4.4 开关电源主要项目测试数据
　　不同负载和输入交流电压下测试的实验数据如表1所示，表中，U_i、I_i；U_O、I_O；P_i、P_O分别表示整个电源系统的交流输入电压、输入电流；输出电压、输出电流；输入功率、输出功率。样机功率因数cosΦ是采用WT3000型高精度功率分析仪测试得到。具体测试情况是：电源系统未启动时，cosΦ只有0.625左右，但当系统工作后，cosΦ逐渐升高并达到0.952以上，峰值点可达0.989，可见电源系统对功率因数的提升是明显的。

　　本文所设计的反激式开关电源与普通开关电源相比，具有更低的功耗和电磁污染，而且对样机实测的功率因素cosΦ高于0.95；在输出端电压分别为12V和24V时，对应系统输出纹波电压实测约为104mV和185mV；THD值低至3.75%以下，符合EMI国家标准，整个电源系统的效率范围为85.8%≤η≤87.9%。因此，所设计的开关电源具有较高的实际应用价值，可以将其应用于各种中小功率的电子设备中。

参考文献
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