0 引言

    随着社会和科技的发展，电力电子设备被广泛用于人们的生产生活，由此导致电网输入侧电流畸变，谐波污染和功率因数降低等问题日益严重^[1]。采用功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）技术能有效解决这些问题。随着PFC技术研究的不断深入，无桥PFC和交错并联Boost PFC等新拓扑被提出^[2-4]。其中，交错并联Boost PFC变换器可以降低器件应力、减小输入电流纹波幅值，有利于减小电感体积和提高功率等级，具有重要的研究意义^[5-6]。

    交错并联Boost PFC变换器按电感电流是否连续可分为CCM、DCM和CRM三种工作模式。相比于CCM和DCM模式，CRM模式具有二极管无反向恢复，开关损耗和器件应力较小等优势^[7]，主要用于中小功率场合。变换器工作在CRM模式时，通常采用电流互感器来检测电感电流，或者通过检测电感辅助绕组上的电压，得到控制开关管导通的电感电流过零信号^[8-11]。但这些方法增加了电路的体积、成本和设计难度。此外，电感电流降为零之后，电感和MOS管寄生电容谐振会使电感电流进一步下降^[12]，导致电感电流平均值偏低，产生输入电流波形畸变的现象。

    本文针对上述问题，在对交错并联CRM Boost PFC变换器工作原理分析的基础上，提出了一种新的控制方法，通过新型开关管电压检测电路对MOS管漏源电压进行检测，得到控制开关管导通的过零信号ZCD，并采用开关管导通时间补偿策略。该方法简单高效，实现了开关管的零电压开通或谷底开通，提高了电感电流平均值，具有使变换器开关损耗小，输入电流THD小等优点。最后，搭建了一台800 W的样机进行了实验验证。

1 交错并联CRM Boost PFC变换器工作原理

    交错并联Boost PFC变换器的拓扑结构如图1所示，它由整流桥，升压电感L₁、L₂，开关管S₁、S₂，二极管VD₁、VD₂，输出电容C_o和负载组成，可以看作是两相参数相同的Boost PFC电路并联而成。

    交错并联Boost PFC变换器工作在CRM模式时的电感电流理想波形如图2所示。两个开关管的驱动信号相位相差180°，两路电感电流波形相位相差180°，电感电流峰值包络线为正弦。采用交错并联技术具有降低器件应力、减小输入电流纹波幅值、提高输入电流纹波频率等优点。

    交错并联Boost PFC变换器中两相Boost PFC电路的工作原理相同。为了简化分析，在一个开关周期内，介绍单相Boost PFC电路工作在CRM模式时的工作过程，如图3所示。工作过程可分为5个阶段。

    (1)[t₀~t₁]阶段：t₀时刻，MOS管S₁导通，输入电流经整流桥给电感L₁充电，电感电流i_L1线性上升。同时，电容C_o向负载提供能量。t₁时刻, MOS管S₁关断。该阶段方程为： 

    (2)[t₁~t₂]阶段：MOS管S₁关断后，电感L₁和MOS管寄生电容C₁发生谐振，电感电流对C₁充电。由于上阶段S₁导通，C₁两端电压为0。谐振开始后，C₁充电，当u_C1=V_o时，谐振结束。

    (3)[t₂~t₃]阶段：t₂时刻，二极管VD₁导通，输入电压和升压电感向负载提供能量，电感电流i_L1线性下降。t₃时刻，电感电流降为0。该阶段方程为：

    (4)[t₃~t₄]阶段：电感L₁和MOS管寄生电容C₁发生谐振。由于上阶段S₁关断，C₁两端电压为V_o。谐振开始后，C₁放电，当u_C1=0时，谐振结束。该阶段方程为：

    因此，当V_o>2V_in时，开关管寄生电容C₁的电荷被完全抽走，开关管实现零电压开通；当V_o<2V_in时，电容C₁两端的电压无法下降到0，开关管实现谷底开通。

    (5)[t₄~t₅]阶段：t₄时刻，MOS管寄生二极管D₁导通，电感电流i_L1流经整流桥和二极管D₁，电感电流下降。t₅时刻，电感电流降为0，该阶段结束。接下来重复t₀~t₅阶段的工作过程。

2 CRM模式的控制方法

    为了得到交错并联CRM Boost PFC变换器中控制开关管导通的过零信号ZCD，本文提出了一种基于新型开关管电压检测电路的控制方法。该方法首先通过开关管电压检测电路，检测MOS管两端的漏源电压V_ds，然后将检测的信号V_DSP送入DPS内部比较器进行处理，得到过零信号ZCD，最后采用开关管导通时间补偿策略控制MOS管导通。

2.1 开关管电压检测电路

    开关管电压检测电路如图4所示，其主要工作波形如图5所示。

    从图5中可以看出，进入DSP的信号V_DSP会随着MOS管漏源电压V_ds1的下降而下降。设置DSP内部比较器的负相端输入为信号V_DSP，正相端为阈值信号，当信号V_DSP小于阈值信号时，会产生过零信号ZCD。DSP检测到过零信号ZCD后，会产生驱动信号使MOS管导通，直至MOS管导通时间达到T_on时，使MOS管关断，等待下一次过零信号ZCD的到来，如此循环。该检测电路的结构简单、成本较低，能够准确检测MOS管漏源电压谐振到零或波谷的时刻，得到过零信号ZCD，使交错并联Boost PFC变换器工作在CRM模式，实现MOS管的零电压开通或谷底开通。

2.2 开关管导通时间补偿策略

    单相Boost PFC电路输入电压的表达式为：

    稳态工作时，导通时间T_on为常数。因此，理论上电感电流平均值的波形是一个跟随输入电压的正弦波，从而工频周期内输入电流也是正弦波。实际上，由于电感和MOS管寄生电容谐振，电感电流会反向。反向的电感电流拉低了电感电流平均值，使输入电流小于正常值，导致输入电流波形畸变和功率因数校正效果不佳。基于上述原因，需要对开关管的导通时间进行补偿，通过增加电感电流的峰值，提高电感电流的平均值。补偿前后电感电流波形如图6所示。

    由电路工作原理和谐振原理可得，反向电感电流峰值的表达式为：

式中，k为修正系数，由电感和MOS管的参数确定。值得注意的是，当输入电压瞬时值较小时，按照公式(14)计算出的开关管导通时间补偿值较大，会导致补偿后电感电流值偏大的情况。因此，对于输入电压过零阶段，通过检测上一个开关周期的开关管关断时间，计算开关管关断时间真实值和理论值的误差T_{off_err}，确定开关管导通时间补偿值t_comp2为：

    采用开关管导通时间补偿策略，可以增加电感电流的峰值，提高电感电流平均值，使输入电流良好跟随输入电压，实现PF接近于1和低THD的目标。

3 实验验证

    为了验证本文提出的控制方法，搭建了一台基于TMS320F28022型DSP的交错并联Boost PFC变换器进行实验验证。电路参数为：输入交流电压90~265 V，输出电压V_o=410 V，输出功率P_o=800 W，电感L=180 μH，电容C_o=990 μF。

    开关管零电压开通和谷底开通的实验波形如图7所示。从图7(a)中可以看出，开关管在V_ds的电压下降到零后才开通，即实现零电压开通。从图7(b)中可以看出，开关管在V_ds的电压谐振到谷底时才开通，即实现谷底开通。此时，交错并联Boost PFC变换器工作在CRM模式。

    当输入交流电压有效值为220 V时，变换器采用开关管导通时间补偿策略前后的输入电压和输入电流的实验波形如图8所示。补偿前输入电流谐波畸变率THD值为12.71%，补偿后THD值降低为3.888%。此时，交错并联Boost PFC变换器功率因数PF值为0.992。采用开关管导通时间补偿策略能够改善输入电流波形畸变，使输入电流良好跟随输入电压。

4 结论

    本文介绍了交错并联CRM Boost PFC变换器的工作原理，提出了一种新的控制方法，通过检测MOS管的漏源电压，并采用开关管导通时间补偿策略，控制MOS管导通。该方法简单有效，实现了开关管零电压开通或谷底开通，能够使变换器输入电流良好跟随输入电压。通过实验，验证了该方法的有效性和可行性，它能够降低变换器开关损耗，同时使变换器具有高功率因数和低THD。

参考文献

[1] 王源卿，李红梅.电动汽车车载充电器PFC AC/DC变换器设计[J].电子技术应用，2015，41(2)：152-155，159.

[2] FARDOUN A A，ISMAIL E H，ALSAFFAR M A，et al.A bridgeless resonant pseudoboost PFC rectifier[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29(11)：5949-5960.

[3] WANG H，DUSMEZ S，KHALIGH A.Design considerations for a level-2 on-board PEV charger based on interleaved boost PFC and LLC resonant converters[C].2013 IEEE Transportation Electrification Conference and Expo(ITEC)，2013.

[4] 陈勇，代文平，周俊.一种基于新型无桥Boost PFC的通信电源AC/DC变换器设计[J].电力系统保护与控制，2013，41(12)：123-130.

[5] 严利民，李茂泽，姜玉稀，等.电压型CRM Boost PFC小信号建模分析与补偿设计[J].电子技术应用，2015，41(1)：145-148.

[6] 刘欣睿，林竞力，郭筱瑛，等.交错并联CCM Boost PFC变换器研究[J].电子技术应用，2018，44(8)：143-146.

[7] 王祎.CRM Boost PFC变换器开关频率变化范围的优化控制[D].南京：南京理工大学，2017.

[8] 刘雪山，许建平，王楠，等.临界连续模式单电感双输出Buck-Boost功率因数校正变换器[J].中国电机工程学报，2014，34(15)：2379-2387.

[9] 徐攀.单相PFC多重化的研究[D].北京：北京交通大学，2013.

[10] 杨飞.采用耦合电感的交错并联Boost PFC变换器[D].南京：南京航空航天大学，2013.

[11] 阎铁生，许建平，张斐，等.变导通时间控制临界连续模式反激PFC变换器[J].中国电机工程学报，2013，33(27)：60-68，10.

[12] 徐厚建，姚文熙.基于开关管电压检测的图腾柱整流器控制方案[J].浙江大学学报(工学版)，2018，52(9)：1771-1776.

作者信息:

林安娜，谢运祥

(华南理工大学 电力学院，广东 广州510640)