光电二极管及其相关的前置放大器是基本物理量和电子量之间的桥梁。许多精密应用领域需要检测光亮度并将之转换为有用的数字信号。光检测电路" title="光检测电路">光检测电路可用于CT扫描仪、血液分析仪、烟雾检测器、位置传感器、红外高温计和色谱分析仪等系统中。在这些电路中,光电二极管产生一个与照明度成比例的微弱电流。而前置放大器将光电二极管传感器的电流输出信号转换为一个可用的电压信号。看起来好象用一个光电二极管、一个放大器和一个电阻便能轻易地实现简单的电流至电压的转换,但这种应用电路却提出了一个问题的多个侧面。为了进一步扩展应用前景,单电源电路还在电路的运行、稳定性" title="稳定性">稳定性及噪声处理方面显示出新的限制。
本文将分析并通过模拟验证这种典型应用电路的稳定性及噪声性能。首先探讨电路工作原理,然后如果读者有机会的话,可以运行一个SPICE模拟" title="SPICE模拟">SPICE模拟程序,它会很形象地说明电路原理。以上两步是完成设计过程的开始。第三步也是最重要的一步（本文未作讨论）是制作实验模拟板。
|
1 光检测电路的基本组成和工作原理 设计一个精密的光检测电路最常用的方法是将一个光电二极管跨接在一个CMOS输入放大器的输入端和反馈环路的电阻之间。这种方式的单电源电路示于图1中。 在该电路中,光电二极管工作于光致电压（零偏置）方式。光电二极管上的入射光使之产生的电流ISC从负极流至正极,如图中所示。由于CMOS放大器反相输入端的输入阻抗非常高,二极管产生的电流将流过反馈电阻RF。输出电压会随着电阻RF两端的压降而变化。 图中的放大系统将电流转换为电压,即 VOUT = ISC ×RF （1） |
|
图1 单电源光电二极管检测电路
|
2.2 运放的SPICE模型 运算放大器具有范围较宽的技术指标及性能参数,它对光检测电路的稳定性和噪声性能影响很少。其主要参数示于图3的模型中,它包括一个噪声源电压、每个输入端的寄生共模电容、输入端之间的寄生电容及与频率有关的开环增益。 输入差分电容CDIFF和输入共模电容CCM是直接影响电路稳定性和噪声性能的寄生电容。这些寄生电容在数据手册中通常规定为典型值,基本不随时间和温度变化。 另一个涉及到输入性能的是噪声电压,该参数可模拟为运放同相输入端的噪声源。此噪声源为放大器产生的所有噪声的等效值。利用此噪声源可建立放大器的全部频谱模型,包括1/f噪声或闪烁噪声以及宽带噪声。讨论中假设采用CMOS输入放大器,则输入电流噪声的影响可忽略不计。 |
|
图3 非理想的运放模型
在同一个图中,1/b 曲线以零dB开始随频率变化。1/b 随着频率的增加保持平滑,直到曲线末尾有一个极点产生,曲线便开始衰减20dB/10倍频程。
图（a）中令人感兴趣的一点就是AOL（jw ）曲线和1/b 曲线的交点。两条曲线交点的斜率示出了系统的相位容限,也预示着系统的稳定性。在图中,交点斜率为－20dB/10倍频程。在这种情况下,放大器将提供－90° 的相移,而反馈系数则提供零度相移。相移和系统的稳定性均由两条曲线的交点决定。1/b 相移和AOL（jw ）相移相加,系统的相移为－90° ,容限为90° 。从理论上说,如果相位容限大于零度,系统是稳定的。但实际应用中相位容限至少应有45° 才能使系统稳定。
在图6的（c）中,AOL（jw ）曲线和1/b 曲线的交点表示一个在一定程度上稳定的系统。此点 AOL（jw ）曲线正以－20dB/10倍频程的斜率变化,而1/b 曲线正从20dB/10倍频程的斜率转换到0dB/10倍频程的斜率。AOL(jw )曲线的相移为－90° 。1/b 曲线的相移则为－45° 。将这两个相移相加后,总的相移为－135° ,即相位容限为45° 。虽然该系统看上去较稳定,即相位容限大于0° ,但是电路不可能像计算或模拟那样理想化,因为电路板存在着寄生电容和电感。结果,具有这样大小的相位容限,这个系统只能是“一定程度上的稳定”。
图6中（b）、（d）均为不稳定系统。在（b）图中,AOL（jw ）以－20dB/10倍频程的斜率变化。1/b 则以+20dB/10倍频程的斜率变化。这两条曲线的闭合斜率为40dB/10倍频程,表示相移为－180° ,相位容限为0° 。
在（d）图中,AOL（jw ）以－40dB/10倍频程的斜率变化。而1/b 以0dB/10倍频程的斜率变化。两条曲线的闭合斜率为－40dB/10倍频程,表示相移为－180° 。
通过模拟可表明使用非理想的光电二极管和运放模型会造成相当数量的振铃或不稳定因素。在频率域内重新进行这种模拟会很快重现这种不稳定因素。
系统的不稳定性可用两种方法校正：（1）增加一个反馈电容CF;（2）改进放大器,使其具有差分AOL频率响应或差分输入电容。
改变反馈电容。系统中影响噪声增益1/b 频率响应的有光电二极管的寄生电容、运放的输入电容,其阻抗以ZIN表示,放大器反馈环路的寄生元件,其阻抗以ZF表示。
ZIN = RPD //1/[ jw （CPD+CCM+CDIFF）]
ZF = RF //1/ [jw （CRF+CF）] （3）
|
1/b = 1+ZF/ZIN 噪声增益1/b 曲线的极点、零点如图7所示。开环增益频率响应和反馈系数的倒数1/b 间的闭合斜率必须小于或等于20dB/10倍频程。 在图7中,极零点频率如下： fP1=1/(2p （RPD//RF）（CPD+CCM+CDIFF+CF+ CRF）） fP2 =1/(2p RS CPD） fZ=1/（2p RF（CF+CRF）） （4） |
|
图7 噪声增益1/b 曲线的极零点图
（6）
此时系统的相位容限将为65° ,而阶跃函数的过冲是5%。用式（6）,CF的值将为
这种保守的方法会轻微增加系统噪声。上述两种结果均可用模拟程序#7～#10分别对表1中的MCP601和OPAMP#2进行模拟。
4 噪声分析及其减小
系统的噪声性能是通过计算或模拟而推导出来的,它涉及到频率响应中五个区域的噪声和反馈电阻噪声。这五个区域如图8所示。图8中将整个响应分成五个区域便可容易地计算出噪声电压。每个区域内的总噪声等于系统增益（1/b ）乘以放大器噪声的均方根值。RF的噪声不乘系统增益。
该系统的噪声电压完整计算如下
 |
（7） |