根据电流模式开关电源系统的要求，本文设计了一种用于Buck型DC-DC变换器的高精度的电流检测电路，电路没有采用运算放大器，而是使用共源共栅结构的电流镜，有效降低了电源电压、偏置电流和温度等的影响,可以即时跟踪检测流过功率管的电流,通过反馈回路进行整个电路的调整，提高了电流检测精度，同时具有良好的电源抑制特性，使电路结构更加简单，易于应用。
1 目前电流检测方法
　　目前比较常用的电流检测方法有串联电阻检测、功率管RDS检测和并联电流镜检测。
　　串联电阻检测是将一个小电阻与功率管串联，电流流过小电阻就会产生一个压降，再通过运算放大器放大这个微小压降，就可以检测功率管的电流。这种方法的检测精度较高，采样速度快，但会引入额外的功率损耗，因此采样电阻不能太大，适合用于较小电流的检测，是业界应用最为广泛的一种方法。
　　功率管RDS检测是将工作在线性区的功率管等效为一个电阻，通过直接检测功率管上的压降来反映电流的变化。这种方法没有额外的功率损耗，最主要的缺点是检测精度较差，由于等效电阻R_DS=L/WμC_ox(V_GS-V_T)，温度的变化会导致μC_ox和VT的变化，因此功率管的RDS就会产生非线性的变化，最大误差范围可达-50%～+100％^[3]。
　　并联电流镜检测是在功率管旁并联一个检测管，若功率管与检测管的宽长比为N（通常N>1 000），这样流过检测管的电流就为功率管电流的1/N。这种方法一般需要一个运算放大器以使检测管和功率管构成的电流镜达到更好的匹配，电路结构通常比较复杂，带宽较低^[4]，且检测精度会随N的增大而降低。
2 电流检测电路设计
　　传统的串联电阻检测方法通常需要一个运算放大器放大电阻上的压降，本文提出的电流检测电路不需要运算放大器，电路结构如图2所示。

　　图2中功率管MN、功率管MP、电感L、电容C以及负载R_load构成了Buck电路，V_N和V_P分别是功率管MN和MP的驱动信号。M1～M13、电阻R_SENSE、电阻R1～R4构成了电流检测电路，I_bias为电路的偏置电流，通常采用微安级，本设计中为1 μA。由于电感在充电时，电感电流线性上升，这一阶段包含了输入电压的信息，所以一般情况下，检测电感电流只需要检测电感电流的上升阶段^[5]，而这一阶段对应功率管MP导通，MN关断，即流过功率管MP的电流就是电感电流的上升阶段，因此检测电阻与功率管MP串联，而不是与电感串联，这种方法的另一个优点是降低了检测电阻所引入的额外功率损耗。
　　图2所示电路中，电阻R1和R2的阻值相等，M5、M7与M9、M10是共源共栅的电流镜结构，M6、M8与M9、M10也是共源共栅的电流镜结构，通过镜像偏置电流，M5、M7和M6、M8两条支路流过相同的电流，均为偏置电流I_bias，这样流过M1、M3和M2、M4的电流也相同，又由于M1、M3和M2、M4是共源共栅的电流镜结构，要使流过M1和M2的电流相同，则M1和M2的源极电压必须相同，即V_GS1=V_GS2。电路采用共源共栅结构主要是为了改善由沟道调制效应而引起的不匹配，从而减小电流检测的误差。
　　根据KVL定律可以得到：

　　
 　式中，IL为功率管电流，检测电阻RSENSE阻值很小，以减小其所引入的额外功率损耗，通常为几十毫欧，电阻R1和R2的阻值很大，为千欧级，同时Ibias为1 μA，所以式(2)中最后一项引起的误差非常小，可以忽略不计，因此，检测电流ISENSE与功率管电流IL的关系为：
　　　　

　　可见，检测电流ISENSE与功率管电流I_L为线性关系，其比值为R_SENSE/R₁，可以通过设置电阻R_SENSE和R₁、R₂的阻值来调节检测电流的大小。电阻R₃、R₄以及M12、M13构成电流镜，镜像检测电流I_SENSE到输出。
　　本文设计的电流检测电路相对于传统的电阻检测方法原理简单且精度较高。电路中电阻R_SENSE、R₁、R₂选用同种电阻，其温度系数相同，就可以消除R_SENSE/R₁的值随温度的变化而变化，得到较好的温度特性，使检测电流I_SENSE不随温度的变化而变化。
3 仿真结果及讨论
    本文设计的电流检测电路，其输入电压范围为2.6 V～5.5 V，基于TSMC0.18 μm工艺实现，并用Hspice进行仿真验证，设置偏置电流为1μA，功率管工作频率为500 kHz，输入电压为典型值3 V，电感电流从0 A变化到1 A，在-40 ℃、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃下，电路瞬态仿真结果如图3所示。

　　图3中，上图为功率管电流IL，下图为电流检测电路的输出电流ISENSE，可见在不同温度下(-40 ℃、0 ℃、
+25 ℃和+85 ℃），检测电流ISENSE基本重合为一条线，不随温度的变化而变化，正如前面所分析的，该电流检测电路具有很好的温度特性。
　　同样条件下，电流检测电路的输出电流ISENSE与功率管电流IL的关系如图4所示。图中，横坐标为功率管电流IL，纵坐标为电流检测电路的输出电流ISENSE，不同温度下（-40 ℃、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃），电流检测电路的输出电流ISENSE随功率管电流IL均线性变化，且电流检测电路的输出电流ISENSE与功率管电流IL的比率随温度的变化较小，也说明电路具有较好的温度特性。

　　表1中的数据是在不同温度下，电流检测电路的输出电流ISENSE与功率管电流IL的比率。比率在+85 ℃时达到最大和最小，分别为电感电流为100 mA时的11.1118e-6和电感电流为1 A时的11.0396e-6，两者之间相差7.22e-8，比率的理论值为11.0804e-6，差值仅占理论值的0.65%，因此比率ISENSE/IL基本不随温度而改变，可以达到较高的检测精度。这组数据还说明比率I_SENSE/I_L随温度的增加而微小增大，随功率管电流的增大而略微减小。

　　另外，电路具有较好的电源抑制特性，不同输入电压下，电流检测电路的输出电流I_SENSE与功率管电流I_L的比率随输入电压的升高而略微减小，两者仍呈良好的线性关系。
　　电流检测电路的输出电流I_SENSE与功率管电流I_L的比率为R_SENSE/R₁，可通过设置电阻R_SENSE和R₁、R₂的阻值来调整比率。该电流检测电路采用TSMC0.18 μm工艺实现，Hspice仿真结果表明，电路可工作的输入电压范围为2.6 V～5.5 V，功率管工作频率为500 kHz，可在不同温度下（-40 ℃、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃）精确检测功率管电流从0 A～1 A的变化，且电流检测电路的输出电流ISENSE随功率管电流IL线性变化，验证了理论分析，证明了该电路的可行性。

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