随着社会发展，电源技术已经发生了巨大变化。对于低压直流电源来讲，如何准确、快速测试其带负载能力是电源界一直研究的问题。传统测试方法一般都采用电阻、滑线变阻器等充当测试负载，但这些负载不能满足对负载多方面的要求[1-2]，如恒定电流的负载[3]、随意调节的负载、恒功率的负载、动态负载等。本文将电子技术和微控制技术引入负载装置，设计并制作了用于测量低压直流电源带负载能力的装置——电子负载。系统的MOS管工作在开关状态，与参考文献[4]的设计方案刚好相反，系统可以实现恒流、恒阻、恒功率等模式，可接受最大输入电压为100 V，恒流模式下最大恒流值为10 A，精度在1%以内；恒阻模式下最小恒阻值为0.32 Ω，精度在3%以内；恒功率模式下最大可设定功率为100 W，精度在3%以内。目前该电子负载已投入使用，取得了良好效果。

1 系统结构设计
　系统主要由斜波发生器、PWM波产生驱动电路、能量耗散电路、电流/电压采样电路、误差放大电路、微控制器等组成。其原理框图如图1所示。

    恒流模式下，控制器将设定电流值通过DAC送入误差放大器的反相端。如果某一时刻待测电源实际输出电流值低于设定值，则误差放大器的输出为负，从而PWM波的占空比增大，使实际电流值增加，逼近预设电流值，反之亦然。这里引入PI调节[5]，待测电源的实际电流值与预设电流值相差越大，误差信号就越大，PWM波的占空比变化也就越大，使待测电源的实际电流很快地接近并等于预设电流值。由于误差放大器的放大倍数很高(上万倍)，在电路稳定的情况下可将误差放大器的同相输入端和反相输入端的电压视为相等，使负载电流值等于控制器的预设值，实现恒流。
   恒阻模式下,微处理器首先采样得到待测电源电压，再根据设定电阻值计算出所需电流值,然后通过DAC送入误差放大器的反相端。由于待测电源电压可能变化，因此控制器须不断采样待测电源电压，一旦电压变化就要立刻改变送入DAC的值。为提高精度，软件内部采用软件补偿和过采样。
　恒功率与恒阻模式的控制方式是一样的，只是计算控制电流值的公式不一样，这里不再赘述。系统将硬件与软件相结合，既克服了软件反馈响应慢的不足又避免了纯硬件实现电路复杂的缺点。同时，系统采用中断键盘输入能量耗散方式(恒流、恒阻、恒功率)和耗散值，在系统工作时，可通过电压电流采样实时显示待测电源的电压和电流值。
　另外，由于闭环负反馈的反馈环路（由PWM波发生电路、MOS管驱动电路、电流采样放大电路、误差放大电路等组成）较大，信号在一定程度上会延迟，因此必须在反馈环路上添加相位补偿网络，防止电路震荡。
2 系统硬件电路设计
2.1 MOS能耗管电路
　电子负载是将待测电源能量按特定方式(恒流、恒阻、恒功率等)进行耗散，用以测试待测电源的带负载能力。本系统的MOS管电路就是能量耗散电路[6]，其具体设计电路如图2所示。

　 图中，POWER和PGND为输入待测电源；Vin为输入PWM波，控制MOS管的导通和关闭；R44、R45、R47、R48为1 ?赘 25 W的功率电阻；R46为高精度模压电阻，实现电流采样。此处采用多路MOS管并联有两个好处：
    (1)增强电路能量耗散能力，提高电路冗余度。如果其中一路MOS管电路损坏，其他MOS管电路都能正常工作，提高了系统的可靠性。
    (2)多路MOS管电路并联减小了MOS管电路的导通电阻，增加了系统的电流测试能力。
    由于功率耗散电路流过的电流较大，为了保护弱电控制部分不被干扰，系统在PCB板布局时将弱电控制部分和功率耗散部分分开布局，分开敷地，将功率耗散部分的地线引到弱电控制部分最初的输入电源处进行共地，以减小干扰。
　另外，MOS管电路是并将待测电源能量以热量的形式耗散，在MOS管电路工作时会产生大量的热量，系统在MOS管上安装散热片，并在其电路旁边添加风扇，保证电路能长时间稳定工作。
2.2 电流采样电路
　系统电流采样电路如图3所示。图中，POWER和PGND为待测电源。Vin为输入PWM波，控制MOS管的工作状态(图中的MOS管应该有四个并联，这里为了简洁，只画了一个示意)；R23为负载电阻；R31为超高精度模压电阻，其阻值为0.05 Ω。系统MOS管工作在开关状态，采样得到的电流信号是一个矩形波，故需对电流信号放大并积分,得到流过MOS管能耗电路的平均电流值。

 
    输出电压通过控制器的ADC采样即可得到流过MOS管能耗电路的电流。系统采用TL082对信号进行处理，TL082具有功耗低、输入阻抗高、耐共模电压高、价格便宜等特点，满足系统要求。
2.3 电压采样电路
    恒阻或恒功率模式下都需要知道待测电源的电压值，根据预设值和电压值计算出所需设定的电流值。图4为系统的电压采样电路。图中POWER和PGNG为输入待测电源，Sample1为电压采样调理电路的输出端，送入控制器ADC端口进行采样。设待测电源输入电压为Vin，经采样电路后进入单片机ADC端口电压为Vv，则Vin与Vv的关系为：

    图4中，采样分压电阻R7和R13对系统精度有以下影响：在恒流模式下，使待测电源实际输出电流比预设电流大；在恒阻模式下，使待测电源实际负载电阻比预设电阻小；在恒功率模式下，使待测电源实际输出功率比预设功率大。为了减小分压电阻对系统性能的影响，分压电阻R7和R13的阻值应尽量大，同时采用软件补偿减小误差。
    图4中采样输入端添加LC滤波。由于系统能耗电路工作在开关状态，在MOS管导通瞬间，负载电阻很小(约0.32 Ω)，待测电源电压会被瞬间拉低，如图5所示，在MOS管关闭时，待测电源电压又恢复了正常。为了使采样电压更精确，需要在进入分压电阻之前进行滤波，如图4中的L1、C28，图6为经过L1、C28后的波形，从图6中可以看出波形得到了明显改善。为了达到更好的效果，在运放放大信号的同时，使用同相积分(由U2、R12、C5、R19、C27组成)使电压信号更趋于平均值；最后在输出端加RC(R2、C29)滤波，得到最佳效果；另外软件采用1 024次过采样，提高精度。

    另外，在单片机ADC端口添加保护电路。由于待测电源电压的不确定性，在电路输出端加R2、D2(稳压管)等器件保护单片机的ADC端口不被烧坏。如图4所示。
3 微控制器控制值的理论计算
　系统采用DAC8531作为控制电压发生器，将控制电压输出到误差放大器的同相端，DAC8531具有功耗低、精度高(16位)、轨对轨输出等特点，满足本设计要求。输出电压由DAC寄存器内的二进制编码D(在0～65 535之间)确定[7]：
    
    系统采用增强AVR RISC结构的ATmega16控制器为主控芯片，设计了良好的人机交互界面，其软件流程图如图7所示。

4 系统提高精度的方法
   系统通过控制PWM波的占空比实现对待测电源的带负载能力测试。系统采用了以下方法提高系统的稳定性和精度：
    (1)系统中的MOS管能耗电路是大功率部分,在PCB布局是将其与控制电路分开，在控制电路电源的最初点共地，以减小MOS管能耗电路对控制电路的干扰。(2)系统软件采用1 024次过采样提高电流、电压的采样精度，同时采用软件补偿方式减小采样电阻R7和R13(详见图4)对系统工作的影响。(3)在芯片供电电源的就近处添加0.1 μF的退耦电容，以减小其相互影响。
5 测试结果
    系统对恒流、恒阻、恒功率功能的精度进行测试，主要测量待测电源的电压和电流值。系统所选测试仪器有：MPS-3303电源箱两台；VC9807A+数字万用表两台。由于电源箱MPS-3303的最大输出电压约60 V，因此电压测试范围为0~60 V。
    表2给出了本设计在恒流模式下预设2.00 A电流时的精度，从表中可以看出，系统精度在1%以内，达到了较高的指标。另外，系统预设功率小于100 W，如果超出该功率，则关闭MOS管，保护电路。从表中可以看出系统具有过载报警功能。

    表3给出了系统在恒功率模式下预设10.00 W、45.00W时的精度，从表中可以看出，系统在恒功率模式下的精度在3%以内，达到了较高的指标。

    限于篇幅，文中只给出了恒流、恒功率模式下的数据。恒阻模式下，系统精度仍在3%以内。
参考文献
[1] 杨长安,王蔚,赵亮,等. 基于反馈控制的恒流型电子负载的实验研究[J].现代电子技术, 2006,33(14):127-128.
[2] 杨振吉,付永杰.电子负载的设计[J]. 计量技术,2003(5):24-25.
[3] 陈广赞,张莉,宋金岩.基于单片控制的恒流测试系统[J].电测与仪表, 2009,46(9):38-40.
[4] Meng-Yueh Chang， Jiann-Yow Lin, Shih-Liang Jung. Design and implementation of a real-time lossless dynamic load dimulator[C]. IEEE PESC′97,1997:734-739．
[5] 宋建成,刘国瑞,李永学，等. 基于改进重复控制和双闭环PI控制的逆变器研究[J], 煤炭学报,2011(10):1768-
1772.
[6] 黄志瑛,谢光明.功率MOSFET在电子负载中的应用[J].科技资讯，2008(1).
[7] Texas Instruments. Digital to Analog converter DAC8531.2001.