文献标识码： A
文章编号： 0258-7998(2015)03-0051-04
0 引言
近年来，随着电子产品特别是智能电子产品硬件的不断普及，对芯片的功耗和性能提出了越来越苛刻的要求[1]。
基准源（简称基准）是模拟芯片所必不可少的基本部件,它为电路提供高质量、高稳定性的电流和电压偏置,而且它的性能会直接影响到电路的性能[2]。传统基准存在精度低、温漂大、功耗高和失调电压高等缺点[3-4]。本文基于传统基准提出了一种低功耗基准，以期克服这些缺点。
1 带隙基准的基本原理分析
对于一个双极型晶体管（BJT）的基极-发射极电压（VBE），更一般的是pn结二极管的正向电压，具有负温度系数[5]。BJT的VBE、集电极电流IC和饱和电流IS有以下关系：
![EL7L$4QD]U15}B@G]93WPDY.png](http://files.chinaaet.com/images/2015/06/30/6357130042593200003766912.png "EL7L$4QD]U15}B@G]93WPDY.png")
其中，k为玻尔兹曼常数，T表示热力学温度，q为电荷，少数载流子的迁移率，ni为硅的本征载流子浓度[6]。
两个双极型晶体管工作在不同的电流密度下，它们之间的基极-发射极电压之差(ΔVBE)具有正温度系数[7]。将以上两个具有相反温度系数的变量加以适当的权重，就可以得到满意的零温度系数基准[8]。图1是传统的带隙基准电路，这里，运算放大器AV以VX和VY为输入，AV输出用于驱动R1和R2(R1=R2)的顶端，使得X点和Y点稳定在近似相等的电压。基准电压可以在运算放大器的输出端得到(不是Y点)[9]。三极管基极-发射极电压VBE具有负温度系数。三极管Q2和Q1发射极有效面积比例为n:1，流过两者的饱和电流和集电极电流存在以下关系：
IS1=n·IS2 IC1=IC2(3)
三极管Q2和Q1的基极-发射极电压之差：
ΔVBE=VBE1-VBE2=VT lnn(4)
ΔVBE作用在电阻R3上，产生PTAT电流，使得R1上产生PTAT电压[10]，此电压和VBE相叠加，得到输出电压：
VT具有正温度系数，通过调节R2、R3和三极管面积比例得到零温度系数电压，实际电路中基准电压温度系数是一个开口向下的曲线。VBE具有高阶的温度分量，所以需要对VBE进行高阶补偿。
针对传统带隙基准启动失调电压大、精度低的特点，本文提出了具有低功耗高精度的电压基准。电路由两个部分组成，分别为启动偏置电路、基准核心电路（基准电压产生和补偿结构、基准运放），实际原理图如图2所示。
2 新型带隙基准电压源设计
2.1 启动电路和PTAT偏置电路
为了摆脱电源上电时电路的简并偏置点，启动电路是不可缺少的。本设计中启动电路由R2、C1、NM0、NM1、NM4组成。电路正常上电时，VDD通过R2向电容C1充电，NM0的栅极电压升高，使NM0和NM4导通，PM1、PM4的栅极电压拉低，偏置电路源开始正常工作；随着NM2栅电压逐渐升高，NM1导通，NM0和NM4栅极电压被拉低，NM0和NM4截止，此时关闭启动电路。
偏置电路为整个电路提供一个与电源无关的PTAT偏置电流。如图2，偏置电路是由PM1、PM2、PM3、PM4、NM2、NM3和R1构成的自偏置峰值电流源。PM1~PM4的宽长比相同，构成了Cascode电流镜，形成自偏置机制，同时增加整体电路的电源抑制比。利用NM2和NM3工作在亚阈值区域时的栅源电压之差作用在电阻R1产生正温度系数的电流。在亚阈值区域时，MOS管漏电流ID为：
式中k为亚阈值斜率修正因子，VTH为MOS管阈值电压[11]。漏源电压VGS远大于VT，式(6)可简化为：
可以推导出PTAT偏置电流为：
式中m为NM3和NM2宽长比之比。从式(8)可以看出，VT具有正温度系数，所得偏置电流与温度成正比和电源电压无关。
2.2 带隙基准核心电路
本文设计的基准产生电路由Q1、Q2、R3~R6、PM12和PM13组成。Q2和Q1的有效发射极面积之比为n:1，电阻R4和R5的阻值相等。根据上文式(1)~(5)的推导，可以得出基准电压Vref的表达式：
晶体管的VBE并不是与温度呈线性关系：
式中，VBG0是带隙电压，约为1.12 V；T是绝对温度；T0是参考温度；VBE0是在温度为T0时的发射结电压；?浊是与工艺有关且与温度无关的常数；的值与集电极电流的温度特性有关。调节三极管和电阻选取的大小，能很好地对式(10)中的第一项进行补偿。为了得到更低的温度系数，必须对式(10)中的第二项进行补偿。
本设计提出了一种简单且效果明显的补偿方式，利用NMOS管工作在亚阈值区域时漏电流和栅极电压的指数特性，对基准电压进行二阶曲率补偿。补偿电路由NM8、R7、R8、PM14、PM15组成，补偿基准在高温下的温度特性曲线。PM14和PM15镜像PTAT电流，作用在电阻R7上，产生PTAT电压，该电压使NM8工作在亚阈值状态，随着温度的增加，补偿电流逐渐增大。由式(6)和式(7)，可得：
忽略R8上的压降，补偿电流：
式中是PM14和PM15的镜像比例因子。加上二阶曲率补偿电流后，式(9)可改写为：
运算放大器由PM5~PM11、NM5~NM7和C2组成。本设计采用两级运放结构，具有较大的开环增益。同时运用PM11输出跟随器，减小输出电阻。为了减小运放的失调电压，加大了PM9和PM10的宽长比，并保证了一级运放和二级运放之间的对称性。电容C1作为补偿电容，得到一个低频极点，增加电路的稳定性。
3 仿真结果
本文设计电路采用UMC 0.25 μm BCD工艺模型，电路中n=8，m=2。利用Hspice仿真软件，对电路进行了仿真。
在TT工艺角下。温度为25 ℃时，基准电压线性调整率如图3所示。仿真结果表明，基准电压的典型值为1.203 V。供电电压VDD在2.5 V~5.5 V范围内，基准电压变化了53 μV，线性调整率为0.001 8%。供电电压VDD为5 V，在-40 ℃~130 ℃的温度范围内，基准电压的温度特性仿真结果如图4所示。仿真结果表明，基准电压的平均值为1.203 V，基准电压的波动范围为175 μV，温度系数为0.86×10-6/℃。
如图5为电源电压VDD为5 V，温度为25 ℃，在三种工艺角下的电源抑制比(PSRR)仿真结果，在三种工艺角下低频PSRR都小于-95 dB，具有很好的电源抑制能力。图6为瞬态仿真下的电流功耗大小，从仿真结果可以看出，电路的静态电流功耗为3.16 μA。
表1为本文和文献[2]、[8]和[9]的性能参数比较。本文提出的结构具有明显优势。
4 结论
提出了一种基于传统结构的低功耗、高精度的带隙基准电压源。本设计采用Cascode结构来提高整体电路的电源抑制比。通过增加运放输入差分对管的尺寸，添加输出缓冲级结构以及保证运放的对称性来减小失调电压。并运用二阶曲率补偿来对基准电压进行温度补偿。采用UMC 0.25 μm BCD 工艺，仿真结果表明，基准电压源在2.5 V~5 V的电压范围内提供1.203 V的基准电压，线性调整率为0.001 8%，静态功耗只有3.16 μA，在-40 ℃~130 ℃温度范围内的温度系数为0.86 ppm，低频电源抑制比为-95 dB。
参考文献
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