0 引言

    Boost变换器因其高效性和高功率因数特性，成为最常用的功率因数矫正拓扑，但由于其本质的升压特性，无法实现隔离，应用场合比较局限。Flyback是低功率中另一个最常用的拓扑，特别是需要隔离的场合。它能工作于宽的输入电压范围，而且输出电压不受限制，但其必须加入吸收电路来抑制变压器漏感引起的振荡和尖峰，更为重要的是变压器工作于第一象限，变压器磁芯利用率不高，因此效率较低，通常约85%^[1]。SEPIC变换器虽然效率不及Boost变换器，但具有如下优点：(1)拥有较高的功率因素特性；(2)输入电感可以有效抑制输入电流波动；(3)很容易改变为隔离型结构，实现输入输出电气隔离^[2]。

    基于以上优点，SEPIC的隔离型结构被应用于如光伏电池、燃料电池等新能源发电系统中^[3-4]，其输入端的低电流纹波可以使光伏电池、燃料电池的能量转换效率提高，使用寿命延长^[5-6]。同时，带FPC的SEPIC在LED照明驱动中的应用也得到了广泛的研究。国内外先后提出了BCM(Boundary Conduction Mode，临界电流模式)SEPIC^[7]和无电解电容SEPIC PFC^[2]，大大提高电路的效率和使用寿命。

    然而，这些应用都是基于隔离型的SEPIC拓扑。本文详细分析该拓扑的工作原理，该拓扑的隔离变压器工作原理类似于反激变压器，其在一个工作周期里需要储存主功率能量，如果不能很好地吸收漏感能量，会给开关管带来很大的电压尖峰问题。且由于隔离型SEPIC特有的输入电感结构使其无法像反激电路一样使用RCD箝位电路吸收漏感能量。为此，本文针对隔离型SEPIC电路的漏感问题采用了交错绕制的变压器结构以减小漏感，给出了适用于该拓扑的漏感吸收电路的设计方法，并通过实验验证了理论分析结果。

1 隔离型SEPIC变换器拓扑

1.1 变换器电路结构

    隔离型SEPIC变换器拓扑如图1所示。输入电感L可以有效抑制输入源V_in的电流纹波。V_in、L和开关管Q构成脉冲电流源^[8]。电容C_s和变压器励磁电感L_m构成能量缓冲电路，L_ms为励磁电感等效到副边的值，L_r为变压器漏感，n为变压器匝比。C_o为输出滤波电容，C_ds为开关管Q的寄生电容，C_j为整流二极管D的结电容。i_L、i_p、i_s分别为电流变量，u_ds、u_Cs、u_D为电压变量，它们的参考方向如图1所示。

1.2 工作模态分析

    隔离型SEPIC电路的工作原理可以参考反激电路，以开关管Q为分界点，后面部分可以看作为一个反激电路。其工作时的主要波形如图2所示。考虑变压器漏感影响，并假设电路元器件均为理想。其工作主要分为以下6个阶段。

    阶段Ⅰ[t₀-t₁]：如图3(a)所示，开关管Q关断，C_ds充电，其电压迅速上升。C_ds与L_r开始谐振，当u_ds初次谐振到稳态关断电压(nV_o+V_Cs)时，副边整流管开始承受正压而导通，该阶段结束。在这个阶段里，输入电感L电流i_L增加，C_s释放电能，向变压器励磁电感L_m充能。

    阶段Ⅱ[t₁-t₂]：如图3(b)所示，副边二极管D导通，其电流i_s迅速增大。变压器原边电流i_p迅速下降并反向。这个过程中，励磁电感电压被箝位，开关管寄生电容C_ds与变压器漏感L_r谐振。

    阶段Ⅲ[t₂-t₃]：如图3(c)所示，谐振结束，开关管Q支路电流下降为零，电路稳态运行。输入电感释放能量给C_s和C_o充电，同时变压器励磁电感释放能量给C_o充电。开关管Q承受的电压应力V_ds为(nV_o+V_Cs)。

    阶段Ⅳ[t₃-t₄]：如图3(d)所示，开关管Q导通，由于变压器漏感的存在，副边二极管继续导通。这个阶段里，副边电流迅速下降，原边电流反向。

    阶段Ⅴ[t₄-t₅]：如图3(e)所示，副边二极管关断，二极管结电容充电，电压u_D迅速上升。这个过程中，二极管结电容C_j与变压器漏感L_r发生谐振。

    阶段Ⅵ[t₅-t₆]：如图3(f)所示，变压器副边完全关断，电流i_s下降为零，电路稳态运行。输入源V_in给电感L充能，缓冲电容C_s释放电能给变压器励磁电感充能。副边二极管的电压应力V_D为(V_o+V_Cs/n)。

2 电路设计考虑

2.1 变压器绕制

    漏感的存在是耦合电感不可避免的，如上文所述，漏感能量过大会导致原边的输入电感不能及时给缓冲电容C_s充电，电流灌入到开关管寄生电容C_ds上，产生很大的电压尖峰。过大的电压应力，情况严重会导致MOSFET损坏。因此，需要通过一些方法来减小变压的漏感。本文设计的变压器原边绕组采用漆包线绕制，副边绕组采用铜皮绕制。

    常规的变压器绕制主要采用顺序绕制，即原边线圈全部绕完后再绕制副边线圈，如图4(a)所示。如果采用原、副边的交错绕法，如图4(b)所示。其邻近效应电流分布相当于单层线圈高度折半。这样分层的线圈具有低涡流损耗、低磁场强度和低的漏感。

    在图4(b)中将原边(P)和副边(S)都分成两层，每层都是总线圈的1/2。但实际上副边并不分成两层，只是从磁场的意义上在虚线处分开的，副边就成半层。两级交错还可减少电磁干扰，但增加了原、副边之间的电容^[9]。

2.2 缓冲电路的选择与设计

    变压器合理的绕制只能最大程度地减小漏感，但是无法完全消除漏感。漏感带来的尖峰使得MOSFET选型时所需要承受的电压应力要远大于关断稳态电压，这就需要选择一些耐压值大的MOSFET。然而，通常情况下耐压值大的MOSFET其导通电阻也相对较大，这使得导通损耗增加。所以，一个合适的吸收电路对于该电路也是必不可少的。

    常见的吸收电路主要有RCD箝位电路、RCD缓冲电路、RC缓冲电路，电路如图5所示。其中，图5(a)是RCD箝位电路，由于前级输入电感结构，如采用RCD箝位电路，会在原边形成内部Boost电路，导致输入电感上的能量被吸收消耗，所以该拓扑不适合使用RCD箝位电路。图5(b)是RCD缓冲电路，图5(c)是RC缓冲电路，电阻在这里起到限流的作用。由于该电路电容与电阻成串联结构，所以必须依靠主电路来提供回路，通常利用开关管开通时沟道来形成的RC放电回路进行放电。RCD缓冲电路相对于RC缓冲电路要复杂一点，但是二极管在充电时短路了限流电阻，使得开关管的电压尖峰抑制效果更好，适用于限流电阻选取相对较大的情况。

    缓冲电路的参数设计一般采用实验法，即通过实验结果计算电路的杂散电容和杂散电感。方法是先测量原电路开关管的振荡周期和频率，分别记为T₁、f₁。然后在管子两端并联一个测试电容C_test，通常取1 nF，再次测得T₂、f₂。可以通过式(1)、式(2)计算出杂散电感Lp和杂散电容C_p。

    再设计所需要的阻尼电阻R_s的大小，设为杂散电感电容的特性阻抗，由式(3)给出。

    由于RC放电时间不得大于开关管开通时间，根据经验，当放电时间大于5倍时间常数时基本放电完全。设定平均开通时间为0.5个周期T_sw。所以缓冲电容可以由式(4)求出。

    取吸收的峰值电压为两倍的开关管关断电压，可以计算所需要的电阻功率，由式(5)给出。

3 实验结果

    本文搭建了200 W、输出12 V的样机，输入电压为36 V。样机的功率电路主要参数如下：主开关选用IRFP260；副边整流选用MBR20H150CTG；缓冲电容为5.6 μF的CBB电容；磁芯选择铁氧体PC40，变压器型号EE42C，电感型号EE42B；RCD缓冲二极管选择MUR260，电容选择12 nF的CBB。吸收电阻选取81 Ω的6 W功率电阻。

    表1给出了采用交错绕制前后变压器的参数对比。从中可以看出采用了交错绕制后，变压器的漏感得到了明显的抑制。

    开关管漏源极电压对比波形如图6所示，图6(a)为采用交错绕制后不加RCD缓冲的主开关管驱动及漏源极电压波形，图6(b)为采用交错绕制后加上RCD缓冲后的主开关管驱动波形以及漏源极电压波形。图6(c)为采用普通绕制变压器的主开关管驱动及漏源极电压波形。由波形可以看出普通绕制的变压器漏感能量直到开关管开通时还未消耗完全，交错绕制可以有效减小漏感能量；RCD缓冲电路有效地吸收了开关管电压尖峰。

    图7所示为电路关键波形，图7(a)为主开关管电压波形与副边整流二极管的电压波形。图7(b)为缓冲电容Cs电压波形，从波形上可以看出缓冲电容上的电压基本稳定在输入电压36 V左右。图7(c)为输入电感电流波形，图7(d)为稳态运行电压波形。可以看出，加RCD缓冲电路的隔离型SEPIC电路各个部分的电压电流波形均比较平稳，没有太大的振荡。

    图8为实测效率曲线，其中P_o为输出功率；η为效率。由图可知，最大转换效率可达90.2%。

4 结论

    本文针对隔离型SEPIC的漏感问题进行了研究。分析得出其漏感不仅影响了电路的整体效率，其输入电感的结构也会使得开关电压尖峰问题更加严重。因此，采取了改进变压器绕组结构和加RCD缓冲电路吸收漏感能量这两种方式来解决其漏感带来的功率损耗和开关管电压振荡问题。实验结果表明漏感能量和开关管的电压尖峰问题得到了很好的抑制，实测电路效率最高可以达到90.2%。

参考文献

[1] CHIU H J，HUANG H M，YANG H T，et al.An improved single-stage flyback PFC converter for high-luminance lighting LED lamps[J].International Journal of Circuit Theory and Application，2008，36(2)：205-210.

[2] 马红波，郑聪，余文松.无电解电容的改进型SEPIC LED照明驱动[J].电工技术学报，2012，6(6)：139-146.

[3] 汪义旺，曹丰文，索迹，等.改进型SEPIC变换器在光伏MPPT系统中的应用[J].可再生能源，2010(4)：102-105.

[4] 曾国宏，王冰清.基于SEPIC变换器的组件式MPPT技术[J].电网技术，2014，38(10)：2784-2788.

[5] LIN S L，WU G B，LIU W C，et al.Ripple current effect on output power of solar-cell panel[C].Renewable Energy Research and Applications(ICRERA)，2012 International Conference on IEEE，2012：1-5.

[6] FUKUSHIMA K，NINOMIYA T，SHOYAMA M，et al.Consideration for input current-ripple of pulse-link DC-AC converter for fuel cells[C].Power Electronics and Motion Control Conference，Epe-pemc IEEE，2008：148-153.

[7] 沈霞，王洪诚，许瑾.基于SEPIC变换器的高功率因数LED照明电源设计[J].电机与控制学报，2010，14(1)：41-46.

[8] 王勤.基于脉冲源单元的单一次绕组隔离型多输入变换器[J].电工技术学报，2011，26(1)：115-122.

[9] 周洁敏，赵修科，陶思钰.开关电源磁性元件理论及设计[M].北京：北京航空航天大学出版社，2014.