GaN技术概述

GaN高电子迁移率晶体管 (HEMT) 首次问世是在2004年。HEMT结构表现出非同寻常的高电子迁移率，这个值所表示的是一个AlGaN和GaN异构表面附近的二维电子气 (2DEG)。正因如此，GaN HEMT也被称为异构FET (HFET)，或者简单地称为FET。基本GaN晶体管结构如图1中所示 [13]。源电极和漏电极穿透AlGaN层的顶部，并且接触到下面的2DEG。这就在源极和漏极之间形成一个低阻抗路径，而也就自然而然地形成了一个D模式器件。通过将负电压施加到栅极上，2DEG的电子被耗尽，晶体管被关闭。

图2—E-mode GaN FET结构

增强模式 (E-mode) GaN晶体管器件使用与D-mode GaN器件一样的基底工艺，在一个硅 (Si) 或碳化硅 (SiC) 基板顶部培养一层薄薄的氮化铝 (AlN) 绝缘层。然后，高阻性GaN和一个氮化铝镓与GaN的异构体被先后放置在AlN上。源电极与2DEG接触，而漏电极与GaN接触。对于栅极的进一步处理在栅极下形成一个耗尽层。图2中给出了这个基本结构。要接通FET，必须在栅极上施加一个正电压。

B．GaN，SiC和Si的物理属性比较

一个半导体材料的物理属性决定了终端器件的最终性能。表1中显示的是影响器件性能的主要属性。

表1—GaN、SiC和Si在300 Kelvin时的材料属性 [14-18]。

EG是带隙能量。EG>1.4的半导体通常被称为宽带隙材料。EG更大的材料将需要更多的能量来将电子从其键位上断开，以穿越带隙。它具有更低的泄露电流和更高的温度稳定性。EBR是临界区域击穿电压，这个电压会直接影响到电离和雪崩击穿电压电平。VS是饱和速率。峰值电子漂移速率决定了开关频率限值。µ是电子迁移率，它与接通电阻成反比。接通电阻与这个参数之间的关系为 [19]：

与一个Si器件相比，如图3的品质因数中所示，碳化硅的接通电阻减少了大约500倍，而对于一个指定尺寸的半导体来说，GaN的这些值甚至更高。

图3—硅、碳化硅和氮化镓理论接通电阻与阻断电压能力之间的关系 [16]。

过去三十年间，硅 (Si) 在功率应用中占主导地位。但是，随着其性能接近了理论限值，性能方面的提升也变得十分有限。作为2个新兴半导体材料，SiC和GaN看起来似乎是针对未来高性能应用的极有发展前途的候选材料。

C．在FET模式和二极管模式中运行的GaN器件

D-mode和E-mode GaN FET的输出特性如图4中所示 [13]。很明显，D-mode器件使用起来不太方便，其原因在于，将一个功率级连接至DC输入之前，必须在功率器件上施加一个负偏置电压。相反地，E-mode GaN FET，正如MOSFET，通常情况下是关闭的，并且对于应用来说更加友好。然而，常开型GaN器件更加易于生产，并且性能要好很多 [20]。对于一个指定区域或导通电阻，D-mode GaN FET的栅极电荷和输出电容比E-mode GaN FET的少一半。而这在开关电力转换器应用中具有重大优势。对于高压GaN器件来说，大多数供应商正在使用图5中所示的，具有共源共栅LV NMOSFET结构的D-mode GaN。LV NMOS是一种具有低Rds-on和快速反向恢复体二极管的20V-30V硅材料N沟道MOSFET。当把一个正电压施加到GaN共源共栅FET的漏极与源极之间时，内部MOSFET的Vds在FET关闭时开始上升，进而在GaN器件的栅极和源极上形成一个负电压，从而使GaN器件关闭。通常情况下，MOSFET的Vds将保持几伏特的电压，这个电压足够使GaN器件保持在关闭状态。当施加栅极电压时，MOSFET被接通，这使得MOSFET的栅极与源极短接，随后，GaN器件被接通。在FET模式下，一个GaN共源共栅FET与具有扩展GaN电压额定值和附加GaN电阻的集成MOSFET的工作方式十分相似。然而，GaN器件决定了输出电容值，而这个值远远小于与之相对应的MOSFET的Coss。GaN器件本身没有体二极管，但是，当反向电流被施加到GaN共源共栅FET上时，MOSFET的体二极管首先导电，而这样实际上就把体二极管的Vf施加到GaN器件的栅极上，随后GaN器件被接通。这样的话，低压FET的体二极管运行为共源共栅开关“体二极管”。由于LV MOSFET的正向压降和Qrr比高压MOSFET要低，所以这样做还是有其实际意义的。出色的体二极管运行方式是GaN共源共栅FET的其中一个主要特性和优势。由于对GaN共源共栅FET驱动的要求与对于传统MOSFET的要求是一样的，在应用采用方面，MOSFET的直接简易替换也是GaN共源共栅FET的另外一个优势。共源共栅方法的缺点在于，集成MOSFET必须在每个开关周期内切换。GaN共源共栅FET继承了MOSFET开关的某些特点，其中包括大栅极电荷与反向恢复。这些特点限制了GaN器件的性能。

图4—D-mode GaN FET（上图）和E-mode GaN FET（下图）的输出特点 [13]

D．安全GaN FET

为了克服共源共栅结构的缺点，我们在这里介绍一个全新的安全GaN FET结构（如图6中所示）。

图6—安全GaN FET结构

这个安全GaN FET集成了一个常开型GaN器件、一个LV MOSFET、一个启动电路和一个用于GaN器件的栅极驱动器。MOSFET的功能与其在GaN共源共栅FET结构中的功能一样。它确保常开型GaN器件在Vcc偏置电压被施加前关闭。在Vcc被施加，并且栅极驱动器建立一个稳定的负偏置电压后，启动逻辑电路将MOSFET打开，并在随后保持接通状态。由于GaN器件不具有少数载子，也就不存在反向恢复，与相对应的MOSFET相比，GaN的栅极电容要少10倍，输出电容要低数倍。安全GaN FET完全涵盖了GaN所具有的优势。出色的开关特性确保了全新的开关转换器性能等级。还应指出的一点是，由于安全GaN FET内没有实际存在的体二极管，当一个负电流流经GaN FET，并且在漏极和源极上产生出一个负电压时，这个GaN器件的运行方式与二极管一样。GaN FET在Vds达到特定的阀值时开始反向传导，而这个阀值就是“体二极管”正向压降。正向压降可以很高，达到数伏特。有必要接通GaN FET来减少二极管模式下运行时的传导损耗。

III．图腾柱PFC CCM控制

图腾柱PFC是一款不错的测试工具，可以在硬开关模式中对安全GaN FET进行评估。图7中所示的是一个常见的图腾柱PFC电源电路。Q3和Q4是安全GaN FET；Q1和Q2是AC整流器FET，它在AC线路频率上开关；而D1和D2是浪涌路径二极管。当AC电压被输入，并且Vac1-Vac2处于正周期内，Q2被接通时，Q4运行为一个有源开关，而Q3运行为一个升压二极管。为了减少二极管的传导损耗，Q4在同步整流模式中运行。而对于负AC输入周期，此电路的运行方式一样，但是具有交流开关功能。

图7—有源开关周期（上图）和续流周期（下图）中，正AC输入下，图腾柱PFC的工作方式。

正如在第II部分中描述的那样，这个“体二极管”具有一个很明显的正压降。这个GaN FET应该在续流期间被接通。为了实现CCM运行，在插入特定的死区时间的同时，有源FET和续流FET分别在占空比D和1-D内开关。如图8中所示，在重负载下，电感器电流可以全为正，不过在轻负载情况下，这个电流可以变为负。

图8—重负载（上图）和轻负载（下图）情况下的PFC电感器电流。

特定的负电流对于软开关有所帮助，但是，过高的负电流会导致较大的循环功率和低效率。为了实现最优效率，GaN FET的接通和关闭死区时间需要根据负载和线路情况进行实时控制。由于GaN FET输出电容，Coss，不会随Vds电压的波动而大幅变化，从有源FET关闭到续流FET接通的死区时间Td-on可以计算为，

在这里，Vo是PFC输出电压，而IL-peak是峰值电感器电流。

在CCM模式下，被定义为续流FET关闭到有源FET接通的死区时间Td-off应该尽可能保持在较小的水平。如图9中所示，当接收到零电流检测 (ZCD) 信号后，相应的PWM随之被斩波，以避免出现一个负电流和循环功率。这样的话，GaN FET运行为一个理想二极管，这通常被称为理想二极管仿真 (IDE)。

图9—理想二极管仿真控制。

为了用理想二极管仿真实现CCM控制，我们选择的是UCD3138，一款融合数字控制器。这个控制器块的功能如图10中所示。PFC的电压环路和电流环路分别由固件和硬件CLA执行。通过采用将ZCD用作触发信号的一个控制器内部逐周期 (CBC) 硬件，可以实现IDE。

 图10—用于图腾柱PFC控制的UCD3138。

为了最大限度地减少AC输入整流器二极管的传导损耗，如图7中的Q1和Q2所显示的那样，常常用低Rds_on MOSFET替换低速整流器二极管。这些MOSFET和高速GaN FET，Q3和Q4，根据AC电压交叉点检测值，在正负AC输入周期之间变换工作状态。这个任务看似简单，但是，为了实现洁净且平滑的AC交叉电流，应该将很多注意事项考虑在内。交叉检测的精度对于保持正确的工作状态和运行十分重要。这个精度经常受到感测电阻器容差和感测电路滤波器相位延迟的影响。几伏特的计算错误会导致很大的电流尖峰。为了避免由整流器FET提前接通所导致的输入AC短路，必须要有足够的消隐时间让Q1和Q2关闭，并且应该将这个时间插入到检测到的交叉点上。消隐时间的典型值大约在100µs至200µs之间。由于MOSFET的输出电容，Coss，很明显，Q1和Q2上的电压应该在消隐时间内几乎保持恒定。在互补整流器FET被接通前，PFC保持在之前的运行状态中，此时，施加到升压电感器上的电压几乎为零，而有源GaN FET运行在几乎满占空比状态下。在这一点上，接通互补整流器FET，或者在有源开关和同步开关之间变换GaN FET的这两个功能，会在升压电感器中形成大电压二次浪涌，并因此导致一个较大的电流尖峰。理论上，在理想AC电压交叉点上同时改变整流器FET和GaN FET工作状态可以避免电流尖峰，并且保持电流环路的负反馈，不过，这在实际环境中很难实现。此外，任何由突然状态变化所导致的电流尖峰会干扰电流环路，并且导致一定的电流振铃级别。[9] 建议在交叉点上使用PFC软启动。顾虑在于，AC交叉检测电路通常具有相位偏移，并且有可能不够精确。过早或过晚的改变状态会导致AC线路短路，或者电流环路正反馈，这会形成电流尖峰。这篇文章内提出的一款全新可靠的控制机制就是为了确保一个平滑的状态改变。图11显示的是状态变化的时序图。

输入AC线路电压VAC_L和中间电压VAC_N被分别感测。得出的两个感测到电压的差值被用于AC电压交叉检测，这实际上是一个差分感测机制。它消除了Y_Cap电流对感测精度的影响。VAC_L-VAC_N的符号被用来确定输入的正周期和负周期。VAC_L-VAC_N的绝对值与高压线路的AC电压交叉阀值VT_H，以及低压线路的VT_L进行比较，以确定AC电压是否处于交叉区域内。如果回答是肯定的，整流器FET和升压开关均被关闭，而控制环路的积分器被暂停。当AC电压增加，并且存在于交叉区域内时，相应的整流器FET被缓慢接通。通过插入一个适当的值栅极电阻器，可以限制接通速度。在整流器FET被接通后，一个短延迟，比如说20µs，在积分器被暂停，并且PWM输出被再次启用前被插入。