0 引言

    开关电源的控制技术是影响开关电源性能的主要因素，随着开关电源的广泛应用，对其性能的要求在不断提高^[1]。以线性控制理论为基础的脉冲宽调制（Pulse Width Modulation，PWM）技术存在瞬态特性差、鲁棒性差和补偿网络设计困难等问题，人们一直试图采用更好的控制技术来改进开关电源的性能，以满足电子设备对开关电源的要求^[2-4]。

    脉冲序列（Pulse Train，PT）控制技术是近年来提出的一种新型开关电源非线性控制技术，因具有控制电路简单，瞬态特性、鲁棒性好等优点，获得广泛研究^[5-6]。PT控制技术预设两个频率相同而占空比不同的高、低功率电压控制脉冲，通过检测和判断开关周期起始时刻输出电压与参考电压的关系来选择合适的脉冲作为有效控制脉冲。若干个高、低功率电压控制脉冲组成的脉冲序列形成一个脉冲序列循环周期，控制器通过调整脉冲序列循环周期中脉冲序列的组合方式实现对变换器输出电压的调节。

    开关变换器可工作于电感电流断续导电模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和电感电流连续导电模式(Continuous Conduction Mode，CCM)。由于PT控制CCM变换器的稳定性问题，目前对PT控制技术的研究大都是工作于DCM的变换器，其带载能力较差。电感电流伪连续导电模式(Pseudo Continuous Conduction Mode，PCCM)是一种有别于DCM和CCM的特殊工作模式，在每个开关周期结束前，电感电流存在一段幅值不为零且保持不变的时间，而不是DCM模式时的零电感电流^[7]。

    本文考虑电感和续流开关管的寄生参数对变换器电路的影响，提出了一种新的脉冲序列控制策略，使Buck-Boost变换器工作于PCCM模式，分析了控制的过程及高低功率电压控制脉冲，最后通过仿真及实验验证了该方法的可行性及理论分析的正确性。

1 PT控制CCM Buck-Boost变换器

    图1为PT控制PCCM Buck-Boost变换器的电路结构图，并联在电感两端的二极管D2和开关管S2，能为电感电流提供一个续流通路，通过控制两个开关管的通断，变换器可工作于PCCM模式。一个开关周期内PCCM Buck-Boost变换器存在三种工作模态：开关管S₁导通、S₂关断时变换器处于电感充电状态，电感电流i_L线性增加，二极管D1承受反向电压关断，电容C向负载R放电；S₁、S₂均关断时变换器处于电感放电状态，i_L不断减小，D₁承受正向电压导通，电感L向C及R放电；S₁关断、S₂导通时变换器处于电感惯性模态，i_L经D₂和S₂续流，D₁再次承受反向电压关断，C向R放电，若忽略L、D₂和S₂的寄生电阻，i_L保持不变，而不是DCM下的零电感电流值。

    实际工作时，由于电感、开关管有损耗，电感惯性模态期间电感电流会线性减小。考虑电路中的损耗，提出了一种新的PT控制PCCM Buck-Boost变换器控制策略，具有两个控制变量。控制器由脉冲序列控制器和伪连续控制器组成，工作过程为：在每个开关周期的起始时刻，采样电路采样输出电压V_o，当V_o低于基准电压V_ref时，脉冲序列控制器产生高能量电压控制脉冲P_H1，控制开关管S₁导通，使电感电流i_L上升；当P_H1脉冲结束后，S₁关断，i_L下降；当i_L下降到设定的参考电流I_ref时，伪连续控制器产生电流控制脉冲P_H2，控制开关管S₂导通，i_L续流，直至下一个开关周期开始。当V_o高于V_ref时，脉冲序列控制器控制产生低能量电压控制脉冲P_L1，控制S₁导通，i_L上升；当P_L1脉冲结束后，S₁关断，i_L下降；i_L下降至设定的参考时间t_ref后，伪连续控制器产生电流控制脉冲P_L2，控制S₂导通，i_L续流，直至下一个开关周期开始。图2为脉冲序列控制PCCM Buck-Boost变换器的主要工作波形。

    若仅设置一个参考电流I_ref作控制变量，脉冲序列控制器在产生高低能量电压控制脉冲时，伪连续控制器均在i_L下降到I_ref时产生相应的电流控制脉冲，控制S₂导通。但在实际工作时，由于低能量电压控制脉冲周期工作时，电感惯性模态维持时间较长，电感电流下降大，会严重影响下一个周期的电感电流，而高能量电压控制脉冲工作的开关周期电感电流续流时间短，电感电流下降可忽略。这两种情况的电感电流波形如图3。

    提出的新型控制策略在设置一个参考电流的基础上，增设一个对时间的控制量，在产生低能量电压控制脉冲时，使电感电流下降至设定时间，开关管S₂导通，从而使伪连续控制器根据脉冲序列控制器产生的电压控制脉冲产生相应的电流控制脉冲，不会影响下一个周期；而在产生高能量电压控制脉冲时，仍使S₂在电感电流下降至参考电流时导通。图4为两控制变量PT控制PCCM Buck-Boost变换器的控制流程图。

2 高、低能量电压控制脉冲比例分析

    对于PT控制PCCM Buck-Boost变换器，在产生高能量电压控制脉冲P_H1的开关周期，开关管S₁导通时间为D_HT，流经S₁的电流波形如图2所示，该开关周期内流经S₁的电流平均值为：

式中I_ref为参考电流，D_H为P_H1的占空比，T为开关周期，V_i为输入电压，L为电感。

    Buck-Boost变换器的输入端电流即为流经开关管S₁的电流，故在高能量电压控制脉冲P_H1作用的开关周期，变换器从输入端获得的能量为：

    类似地，求得在低能量电压控制脉冲P_L1作用的开关周期，变换器从输入端获得的能量为：

式中D_L为P_L1的为占空比。

    假设Buck-Boost变换器工作于稳态时，脉冲序列由μ_H个高能量电压控制脉冲与μ_L个低能量电压控制脉冲组成，则一个脉冲序列循环周期内，变换器从输入端获得的总能量为：

    设变换器的输出功率为P，能量转化效率为η，则存在以下关系：

    由以上各式可得PCCM模式下脉冲序列循环周期中P_H1脉冲和P_L1脉冲的数量比例关系：

    根据PCCM模式的分析方法，同样可得到DCM模式时脉冲序列循环周期中高低能量电压控制脉冲的数量比例关系：

    由式(6)和式(7)可分别得出PT控制PCCM模式和DCM模式下的μ_H/μ_L与负载功率P的关系曲线，如图5所示。变换器电路参数为：V_i=10 V，V_o=9 V，P=1.8 W，T=50 μs，L=100 μH，C=470 μF；脉冲序列控制参数为：D_H=0.12，D_L=0.4，I_ref=0.5 A。

    由图5可知，μ_H/μ_L随着负载功率的增大而增加，当输出功率增大到一定值时，μ_H/μL迅速增加，变换器不能正常工作，从图中可以看出PCCM模式能正常工作的输出功率范围要大于DCM模式，即PCCM变换器带载能力较强。

3 仿真研究

    为证明上述理论分析的正确性，对两控制变量PT控制PCCM Buck-Boost变换器进行仿真研究，仿真仍采用上节中的电路参数和控制参数。

    图6给出了两控制变量PT控制PCCM Buck-Boost变换器在不同负载功率下电压控制脉冲的仿真波形。输入电压为额定值，P为1.8 W时，脉冲序列为P_H1-P_L1-P_L1-P_H1-P_L1，μ_H/μ_L=2/3；P减小为1.2 W时，脉冲序列为P_H1-P_L1-P_L1-P_L1，μ_H/μ_L=1/3；P增加为3.4 W时，脉冲序列为P_H1-P_H1-P_H1-P_L1，μ_H/μ_L=3。

    可见轻载时脉冲序列控制器产生相对较多的低能量电压控制脉冲，重载时脉冲序列控制器产生相对较多的高能量电压控制脉冲。另外，输出功率为3.4 W时PT控制DCM Buck-Boost变换器已不能正常工作，PCCM模式相比于DCM模式提高了带载能力。

4 实验验证

    为了验证新型控制策略的可行性以及理论分析与仿真研究的正确性，本文搭建了实验平台，对两控制变量PT控制PCCM Buck-Boost变换器进行试验验证，实验参数与仿真参数相同。实验装置中的开关管均采用IRF3205，二极管采用SR560，A/D转换器采用LM393，光耦采用6N137，控制器采用数字控制器FPGA，型号为EP4CE15F17C8，驱动芯片采用A3120。

    图7为两控制变量PT控制PCCM Buck-Boost变换器在P为1.8 W时的电压控制脉冲和电感电流实验波形，控制器在一个脉冲序列循环周期发出的电压控制脉冲序列为：P_H1-P_L1-P_L1-P_H1-P_L1。实验结果与理论分析及仿真结果一致，验证了新型控制策略的可行性及理论分析、仿真研究的正确性。

5 结论

    本文在传统的包含一个控制变量的PT控制PCCM变换器的基础上，提出一种具有两个控制变量的PT控制策略，控制器根据脉冲序列产生高低能量电压控制脉冲而产生相应的电流控制脉冲。详细分析了这种控制策略下变换器的工作过程，改善了变换器的性能。通过仿真和实验研究，分析了脉冲序列控制PCCM Buck-Boost变换器的工作状况及脉冲组合，验证了新型控制策略的可行性和理论分析的正确性，同时也证明，与PT控制DCM Buck-Boost变换器相比，PT控制PCCM Buck-Boost变换器带载能力有了明显提高。

参考文献

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