0 引言

    在现代通信中，远距离通信和雷达系统中需要使用高增益天线。传统高增益天线主要有抛物面和微带阵列两种形式。抛物面天线采用馈源照射，辐射效率高，但体积大、安装复杂; 微带阵列天线为平面结构，制作简单，但馈电网络损耗大、效率低。本文中涉及的反射阵天线(reflectarray antennas)是将抛物反射面天线和微带阵列天线的若干优点有机结合而形成的一种新的天线类型。它主要由呈周期性排布的反射阵列和馈源组成^[1]，其工作机理是：电磁波由馈源发出后，经过不同的传输路径到达反射阵面；反射阵通过对每个单元的尺寸、旋转角度或耦合口径等物理尺寸的设计而使其对馈源入射的电磁波的反射相位进行相应的调节，从而使从反射阵面的反射场在阵列口面上形成适当的相位波前图案，以产生所需的辐射方向图。

    另一方面，圆极化天线由于其对于空间环境干扰的稳定性好、抗干扰性强等特点，在卫星通信、雷达对抗技术、地表波通信和射电天文学等领域有着广阔的应用前景。实现圆极化反射阵的主要方法有两种：(1)采用圆极化馈源照射旋转角度单元的设计^[2，3]，该方法对馈源性能要求较高；(2)采用线-圆极化转换实现，该方法采用线极化馈源，馈源可选取渐进槽缝线天线(taper slot antennas)等平面结构，剖面低，遮挡影响较小^[4-8]。但是在传统的线-圆极化转换反射阵天线设计中，空间相位补偿参数与极化控制参数两者相互关联，使得两个正交极化分量的复反射系数相互影响，不易获得精确的单元尺寸，也使整体单元设计与优化过程变得复杂。

    本文提出了一种可以独立控制两个正交线极化反射特性的反射阵单元设计方法。该方法将空间相位补偿方式和极化控制方式两者分离开来，相互独立互不影响。新型单元设计过程简单，有效减少了设计与优化的过程和难度。

1 线-圆极化转换原理分析

    电磁波的极化描述是在空间的某一点，在与电磁波传播方向正交的平面上，电场矢量的运动轨迹。对于极化角为θ_f的线极化电磁波沿z轴负方向垂直入射到反射阵单元的情景如图1所示。

    其中，两个正交极化的相位差Δδ=±π/2分别对应左旋圆极化波和右旋圆极化波。为了实现方案中的线-圆极化转换，需要能独立控制反射波中两个正交线极化的幅度和相位。这就要求所设计的反射阵单元能够独立地控制两个正交线极化的复反射系数，这样才能同时满足空间相位补偿和两个极化间的相位差。值得注意的是，传统的线-圆极化转换反射阵单元，由于两个极化的反射结构相连，两个极化间的反射相位会有一定程度的相互影响。这种“非独立”的单元类型会大大提升设计和优化的复杂度，而且某些情况下得不到最佳值，从而影响圆极化反射阵轴比和交叉极化等方面的性能。

2 线-圆极化转换反射单元设计

    本文中采用如图2所示的层叠三平行偶极子环单元组来实现线-圆极化转换。层叠三平行偶极子环单元组分为上下两层，上层包括控制y轴向极化的三平行偶极子环单元和金属栅格地；下层包括控制x轴向极化的三平行偶极子环单元和金属地；上下两层的三平行偶极子环单元的尺寸保持一致，具体的结构参数见表1。

    三平行偶极子环由三个相互平行的矩形偶极子环构成，中间有短金属条带相连以降低单元的交叉极化。上下两层的偶极子环尺寸相同，介质基片均使用厚度t=0.508 mm的Rogers 5880(ε_r=2.2)；单元通过调节三个环的长度在中心频点11.3 GHz处获得近似线性的反射相位响应，如图3所示。从图中可以看出，单层的三平行偶极子单元有470°左右平坦的反射相移曲线。单元良好的反射系数曲线为后续线-圆极化转换反射阵设计奠定了基础。

    上层的金属栅格地由一系列沿x轴周期排列的金属条构成，可以反射y轴向的线极化波，透过x轴向的线极化波。利用该特性可以将一个线极化入射电磁波分解为两个独立的正交线极化，分别通过上下两层相同的三平行偶极子环单元分别补偿空间相位差，使得反射波在某一方向上获得聚焦效果。另一方面，当线极化馈源极化角为θ_f=135°，单元两层间的空气隙的高度为h_air时，x极化的电磁波会穿过金属栅格地由下层的三平行偶极子环单元反射，从而相较y极化产生的反射相位差为：

式中，k₀是自由空间波数；ε_r是金属栅格地基片的介电常数。在实际装配中，两层间的距离不能过小，为了在11.3 GHz处实现线极化波转右旋圆极化波，取h_air=16.35 mm，此时Δδ=-5π/2。图3中上下两层的单元在偶极子长度l变化的过程中，反射移相曲线基本平行且保持 -90°的相位差（为了简化已扣除-2π），而且反射系数幅度的变化基本同步。这就证明了通过调节空气隙高度可以独立于空间相位补偿之外，控制两个正交线极化的相位差。

    通过上述研究分析可知：层叠的三平行偶极子环单元组，一方面可以分别对两个正交线极化的反射系数进行控制，金属栅格地能大大提高两个极化的隔离度和独立性；另一方面，该单元能通过改变层间空气隙的高度来实现两个极化间的任意相位差，是一种有效的线-圆极化转换反射阵单元结构，而且具有实现任意变极化功能的潜力。

3 线-圆极化转换反射阵设计和验证

    为了验证上文中介绍的线-圆极化转换的原理和层叠的三平行偶极子环单元的性能，本文设计了一款工作在X波段的右旋圆极化反射阵天线。该反射阵天线的基本结构和实物图，如图4所示。反射阵中心工作频率在11.3 GHz，阵面口径为195 mm×195 mm，共有15×15个单元。层叠的三平行偶极子环单元和金属栅格地均印刷在厚0.508 mm的Rogers 5 880基片上。为了减小馈源遮挡效应，反射阵采用偏馈结构，焦径比F/D=1，阵列波束沿z轴正方向。

    线极化的TSA天线作为馈源，其实物照片和中心频点处的实测方向图如图5所示。

    馈源的相位中心固定在(0，-70.98 mm，195 mm)处，增益为11.6 dB，-10 dB波束宽为72°，斜入射角为20°。在确定了反射阵天线的基本结构后，所需的阵面相位分布根据文献[9-10]中的方法计算得到。

    为了验证线-圆极化转换反射阵天线的性能，对该天线在微波暗室进行了远场测量，其中心频点的归一化方向图、轴比、增益曲线的仿真与实测对比见图6和图7。从图6可以看出，该线-圆极化反射阵在11.3 GHz处，XOZ和YOZ面的3 dB波束宽度约为7.8°/7.6°，副瓣电平为-14.5 dB/-14.9 dB，交叉极化电平为-36 dB/-28 dB。测试结果表明，该天线在中心频点有较好的圆极化纯度和交叉极化抑制。

    观察图7可知，该线-圆极化反射阵天线在11.3 GHz处，有0.17 dB的轴比和22.4 dB的增益。以中心频点为中心，该反射阵天线有大约10%的3 dB轴比带宽和1 dB增益带宽。

    对比图6和图7的仿真和实测结果，该线-圆极化转换反射阵天线在测试过程中，因为加工和装配误差导致了一定的频率偏移，但总体的增益和轴比曲线在工作频带内的变化趋势和性能基本类似。该反射阵天线的工作带宽不宽，这是由于空气隙引入的延迟相位的工作带宽较窄，在宽带范围内无法保证稳定的正交极化相位差。值得注意的是，该反射阵天线的空间补偿相位值和两个正交极化相位差值分别由三平行偶极子环的长度和层间空气隙的高度来独立控制，互不影响；这就给下一步的多极化、变极化反射阵设计提供了基础。

4 结论

    本文提出了一种可以完全独立控制反射阵单元空间补偿相位值和正交极化相位差值的线-圆极化转换方案和实现单元。采用此方法并结合层叠三平行偶极子单元组，设计、加工并测试了一款工作在X波段的线-圆极化转换反射阵天线。测试结果表明，该反射阵在中心频点增益22.4 dB，交叉极化优于-28 dB；1 dB增益带宽和3 dB轴比带宽约为10%。该反射阵验证了空间补偿相位值和正交极化相位差值可以进行独立控制，为后续的多极化、变极化反射阵设计打下了基础。

参考文献

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