近年来汽车电子行业呈现出飞跃式的发展趋势。汽车电器所消耗地电能正在大幅度提高，现有的电源已经不能满足汽车上所有电气系统的工作，不仅需要更大的供电能力，而且要求更高的供电可靠性和供电质量[1]。

　　市场上低功率的车载逆变器按照输出波形来划分，可以划分为修正正弦波逆变器和正弦波逆变器两类。修正正弦波逆变器指的是输出为220 V/50 Hz的非正弦交流电，它的优点是电路结构较为简单，效率可以达到很高级别，但是也存在如下明显缺点：

　　(1)使用普通万用表测量修正正弦波车载逆变器的交流输出时，显示的电压比220 V低20 V左右。在运行精密设备时会出现问题，也会对通信设备造成高频干扰。

　　(2)感性负载在通断电源的瞬间，会产生反电动势电压，这种电压的峰值远远大于负载交流供电器所能承受的电压值，容易引起车用逆变器的瞬时超载。

　　上述弊端是由移相控制技术产生的波形非正弦波所引起的。为此，本文采用SPWM逆变技术[2]，通过一种新的开关控制模式，实现了在阻感性负载条件下“纯”正弦交流电流输出，基本满足所有车用电器负载；并通过SABER仿真验证了系统的可行性。

1 逆变系统原理

　　全桥变换电路可以看作是由两个双管正激变换电路组合而成。该电路共有两个桥臂，每个桥臂由两只开关管组成。电路中共有两组SPWM脉冲驱动信号，且两组驱动信号相互互补。全桥变换电路的优点有：(1)开关管在截止状态下承受的电压应力为电源电压Vin；(2)在选用与半桥电路同规格开关功率器件时，可以获得2倍半桥电路的输出功率。车载电源系统的核心是4个高频开关管T1~T4组成的H桥逆变电路[3]。其前级由三相交流发电机经过整流滤波后得到所需稳定直流电压，然后将其接入逆变电路。由于逆变的目的是将直流电变为正弦波交流电压，因此由SPWM波驱动H桥的4个高频开关管，使其按照所需的通断顺序及导通时间进行通断，得到所需的正弦波。

　　本系统逆变电路的输入电压值约为400 V，电流值约为15 A，属于高电压低电流类型电路。输出为220 V/50 Hz，其中SPWM信号的频率为20 kHz。按设备工作的实际情况，假设负载阻抗12 Ω。为使电源适应多数负载，把负载表示为电感加电阻。

　　但是，应该注意到，当负载含有感性成分时，存在感性负载续流和如何续流的问题，对于由两个功率开关Tl和T2构成的一个逆变桥(Tl在上、T2在下)，开关管T2开通时，通过感性负载的电流将开始增加；当开关管T2被关断时，感性负载中的电流不可能立刻发生变化，它必须通过开关管T3上的反并联二极管D3进行续流。纯粹使4个开关管按一般性的两两交替通断续流方式通以SPWM波不可能使负载得到纯正弦波电流，原因见2.1。图1所示为一般通断续流时得到的负载电流。

　　因此，若想得到纯正弦波电流，需要采取新的SPWM方法来实现。

2 单相桥式电路的新SPWM方法原理

　　2.1 传统SPWM不能产生纯正弦波电流的原因分析

　　传统SPWM之所以不能产生纯正弦波电流，主要是由于采用的是反压续流方式，即电感的储能回馈电源。以下从4个开关模态及各模态下电感L、电阻R两端的电流/电压图（图2）来详细分析说明。

　　(1)开关模态1（t0~t1）

　　自t0时刻起，T1、T2导通，T3、T4关断，直流电压加至电感L和电阻R两端，其电流回路为电源正极→T1→L→R→T2→电源负极。由于有电感的抑制作用，电流iL逐渐增大，电感储能，如图3所示。忽略T1、T2的导通压降，该模态的电压方程及其解为：

　　式中：Uin为输入的直流电压，=L/R。

　　(2)开关模态2（t1~t2）

　　t1时刻T1、T2关断，T3、T4的基极导通信号到来，电感经过D3、D4释放其储能进行续流，能量回馈电源，此时虽然T3和T4已有导通信号，但是直至电感电压小于直流源电压时(即t2时刻)，T3和T4才真正导通，如图4所示。忽略二极管的导通压降，该模态的电流方程及其解为：

　　(3)开关模态3（t2~t3）

　　自t2时刻开始，T3、T4导通，而T1、T2关断，直流电压反向加至电感L和电阻R两端，流经负载的电流iL逐渐反向增大，电感继续储能，其电流回路为电源正极→T3→R→L→T4→电源负极。其过程类似开关模态1，由于版面原因，不再给出模式图。

　　(4)开关模态4（t3~t4）

　　自t3时刻起，T3、T4关断，T1、T2的基极导通信号到来，电感经过D1、D2释放其储能进行续流，能量再次回馈电源，与开关模态2过程类似。如此反复进行，由于版面原因，不再给出模式图。

　　此反压续流方式经过负载的电流波形如图1所示，图中的波形已近似正弦波，但是还存在一定偏差。

　　图5为反压续流时电感L和电阻R两端的电流电压细节图。从图中可以看出t1~t2时间段电流下降明显，究其原因是电压下降明显，因为电感向电源回馈能量，尽管电感瞬间电压高于电源电压，但是由于电源的电压抵消了大部分的电感电压，致使负载电压下降。

　　2.2 改进SPWM工作原理

　　改进的SPWM加热方式采用零压续流[4]工作模式，所谓零压续流即电感的储能没有回馈到电源，而继续供负载消耗，以下从4个开关模态详细分析说明。

　　(1)开关模态5（t0~t1）

　　自t0开始，T1、T2导通，T3、T4关断，直流输入电压加至电感L和电阻R两端，通过负载的电流方向由左至右，此过程与反压续流开关模态1情况类似。

　　(2)开关模态6（t1~t2）

　　从t1时刻开始，T2关断时T1将继续导通，继续导通的信号为SPWM信号，T3、T4仍处于关断状态，电感便通过L→R→D3→T1→L回路放电，直至t2时刻电感电压小于直流输入电压时，T1才关断，如图6所示。该模态的电流方程及其解为：

　　式中：=L/R。

　　(3)开关模态 7（t2~t3）

　　t2时刻到来时T3、T4导通，直流输入电压反向加至负载两端，电流方向由右至左，此过程与反压续流开关模态3情况类似。

　　(4)开关模态8（t3~t4）

　　t3时刻T3关断，而T4继续导通，导通信号延续之前的SPWM信号，如图7所示。电感的储能通过L→T4→D2→R回路进行放电，直至电感放电完毕，随后T1、T2导通。

　　零压续流按照以上过程循环往复。续流是本设计所采用的方法。从图8中可以看出波形已近似为正弦波。

　　2.3 两种不同工作模式的比较

　　从图1和图8对比可以看出，零压续流明显好于反压续流。另外通过式(2)和式(3)可以看出开关模态2比开关模态6电流小且指数下降更快。在零压续流开关模态6中电流呈指数缓慢下降，由于开关管T1以SPWM方式通断，而且通断时间(1/f=1/20k=0.05 ms)远远小于主电路固有时间常数，因此可以使通过负载的电流近似为纯正弦波。

　　2.4 关键技术的实现方法

　　在反压续流方式的基础之上，以T1、T2的导通关断为例来说明零压续流的电路设计原理。

　　在T1低频导通、T2以SPWM脉冲导通时，电流的路径是直流输入正极→T1→L→R→T2→直流输入负极，此时T3和D3端电压为+400 V左右；当T1低频导通、T2以SPWM脉冲关断时，电感储能经过D3续流，此时电压传感器检测D3端电压为-0.7 V左右。电流的路径为L→R→D3→T1→L。当T1和T2都关断后，电感将沿着L→R→D3→电源→D2→L进行续流，D3两端亦为-0.7 V，直到电感电压小于电源电压为止。此期间包括T1和T2正常导通的时间段以及电感续流的时间段，而电感续流时间段是电流突然下降的时间。本文所采取的零压续流方式正是在此电感续流时间段令T1继续以SPWM的形式通断，使得输出电流波形得到改善。因此电压传感器提取的D3两端电压为0.7 V时的时间为零压续流中T1应该导通的全部时间段，再经过后续一定的逻辑运算，将电感续流的时间段通以SPWM信号，即可实现零压续流方式。

　　图10所示为D3电压的提取电路，此电路采用双向比较器实现，然后再通过一个比较器去除不必要的毛刺。图(a)是以提取D3两端负电压为例来说明的，图(b)电路中的u*o是D2两端提取出的负电压。

3 仿真结果及分析

　　以SABER仿真软件[5]得到的仿真结果来分析，就阻感性负载而言，通过分别计算各自电流的THD，移相控制在触发角为90°时，其THD为39.9%，而SPWM的THD几乎为零，由此可看出SPWM逆变技术得到的正弦电流明显好于移相控制技术。为了更好地说明此方法在车载电源制造过程中的适用性，本文还对纯电阻和纯电感负载的情况进行了仿真，得到的结果如图11所示。

　　当负载为纯电阻负载时，可以在其上产生图10(a)所示波形，其中的黑色部分是频率为20 kHz的SPWM波。而对于纯电感负载，得到的加热电流波形如图10(b)所示，由此可见，运用此方法也可以得到较好的正弦波电流。

　　由此可以看出，此方法适用于负载从纯电阻到纯电感变化的各种情况，适用性更广泛。

　　本文设计了一种基于SPWM逆变技术的车载电源系统，能得到纯正弦波输出电流/电压，大大提高了汽车供电系统的质量。理论分析和仿真结果表明，此新系统的负载适用性很广，既适合纯阻性负载，也适合纯感性负载，弥补了传统移相逆变技术的不足。

参考文献

　　[1] 佟刚.现代逆变技术的探究[J].吉林师范大学学报，2010(3)：147-148.

　　[2] 陈坚，康勇.电力电子学-电力电子变换和控制技术[M].北京：高等教育出版社，2011.

　　[3] 赵青.一种基于单极性SPWM控制的正弦波逆变器的研究[D].杭州：浙江大学，2004.

　　[4] 贾会永，宋建成，曲兵妮，等.开关磁阻电动机零压和反压续流方式的研究[J].微机电，2012，45(11)：1-4.

　　[5] 杨文，莫金海.PWM-CUK型电子束焊机电源系统分析与设计[J].计算机仿真，2010，10(27)：268-271.