0 引言

    随着无线通信技术的飞速发展，现代的通信系统都将满足多频段多模式的工作要求。作为射频系统中很重要的一个模块，功率放大器的带宽、输出功率和效率对发射极性能有着重大的影响。因此，研究宽带功率放大器的设计是很有意义的。

    宽带功率放大器有很多类型，分布式功率放大器和行波管功率放大器都曾经应用于宽带系统中。分布式功率放大器有好的宽带性能和低的电路灵敏度，可以实现一个好的增益平坦度和回波损耗。但是它结构复杂，尺寸较大。行波管放大器可靠性稳定性差，性价比不高。以第三代半导体GaN为材料制成的功率器件，具有耐压高、输出功率大、稳定性好的特点。以此为基础设计的单器件宽带功放结构简单，稳定性好。

    本文使用CREE公司型号CGHV60040D的GaN管芯设计了一个超倍频的宽带功率放大器。基于负载牵引和源牵引技术，在1.8～5.5 GHz内实现较高的输出功率和效率。

1 宽带功率放大器的设计与仿真

1.1 静态工作点的选择

    首先对晶体管的静态工作点进行选取，因为静态偏置点影响了功放的效率、线性度以及输出功率的大小。本文选用的是CREE公司的CGH60040D GaN HEMT晶体管，该晶体管的工作电压为50 V，也即V_DS=50 V，考虑到线性度和效率的折中关系，设计工作在AB类的功率放大器。在ADS(Advanced Design System)中对晶体管进行直流曲线仿真，选取漏级电流I_DS=200 mA，V_GS=-2.45 V作为器件的静态工作点，此时工作在AB类具有较高输出功率和效率以及线性度。

1.2 最佳阻抗点的选取

    输出阻抗点的选取是功率放大器在目标带宽内能够输出较高功率的关键性因素，它将直接影响整个放大器的带宽性能。负载牵引技术能够行之有效地寻找到最佳阻抗点^[1]，运用ADS软件中的Load-pull模板分别对于2～6 GHz每1 GHz进行负载牵引，找出每个频点对应的等功率圆。图1是输出功率为43 dBm的等功率圆。图中的交叠区域就是目标阻抗范围，选取交叠区域的中心点为最优值，这一点兼顾低频和高频的输出功率。得到在2～6 GHz的最佳负载阻抗为10+j12 Ω。

    功放的输入阻抗对于输出功率影响并不大，所以对于输入阻抗的选择不需要这么严苛，输入阻抗的匹配主要是在整个带宽内实现一个较高的增益和增益平坦度，目标设计的带宽为2～6 GHz，根据每10倍频增益下降20 dB的规律，在此目标带宽内最大可用增益相差9.5 dB。为了实现一个平坦的增益，采用选定拓扑结构同时用ADS进行增益平坦度优化的方法。

1.3 建立电磁场模型

    一般在宽带功放的设计中大多使用的是带封装的芯片。封装带来的寄生参数对功放的影响很大，严重影响芯片的带宽性能，而使用裸芯片则可以最大限度发挥芯片输出功率的能力和带宽性能。由于键合线的寄生参数对电路匹配的影响不能忽略，对键合线以及和键合线相连的微带线在HFSS(High Frequency Structure Simulator)中进行建模。因为和键合线接触的微带线处微波传输不连续，所以不仅要对键合线仿真，还要对和键合线相连的微带线仿真。将仿真得到的S参数带入ADS中进行联合仿真。

    如图2所示，使用罗杰斯公司的RO4350B PCB板材，裸片总共有4个压焊PAD，每一个连接PAD键合6根金线，按照实际可能的状态进行建模，尽可能得到精确的仿真S参数。

1.4 功率放大器电路拓扑结构

    本宽带电路的拓扑结构设计的重点是实现超倍频的阻抗变换。阻抗变换是将50 Ω的端口阻抗匹配到选取好的目标阻抗。

    最佳输出阻抗是R+jX的形式，可以拟合一个电阻与电容并联的源阻抗形式进行匹配电路的设计。考虑到超倍频的带宽，采用基于最优匹配网络的宽带方法^[2]，并将分立元件转换为分布式微带线^[3]，同时用ADS加以优化。将50 Ω负载阻抗在2～6 GHz直接匹配到目标阻抗值。以最佳负载阻抗的共轭为源阻抗，在ADS中进行S参数仿真得到结果如图3所示，横坐标是频率（f），纵坐标是输入反射系数（S₁₁）。可以看出在2～6 GHz范围内S₁₁在-15 dB左右，实现一个较好的阻抗变换。

    输入匹配的工作主要集中在增益平坦度的优化。采用多枝节微带线匹配，并加以RC并联网络增加电路的稳定性，然后在ADS中以S21为目标优化得到匹配网络。整体的电路拓扑结构如图4所示，图中的方框就是在HFSS中仿真得到的S参数文件。匹配电路的最终数值是经过ADS优化仿真得到的最终值。

    在偏置网络的设计上，最关键的是理想地的构建。本文采用多电容并联的形式在2～6 GHz构建理想的短路地。具体实现是由两颗谐振在4 GHz和两颗谐振在6 GHz的电容组成。图5是对电容进行阻抗曲线仿真的结果，横坐标是频率(f)，纵坐标是并联电容阻抗虚部值(imag(z))。可以看出在2～6 GHz实现了较理想路地。

1.5 电路仿真结果

    将微带线生成版图然后利用ADS的电磁仿真工具Momentum进行电磁仿真，将结果在ADS中进行电路的混合仿真，查看谐波平衡仿真和S参数仿真结果。结果如图6所示，横坐标是频率（f），左侧纵坐标是输出功率(P_out)，右侧纵坐标是小信号增益(S₂₁)。2～6 GHz内电路的饱和输出功率在42.85 dBm以上，小信号增益在13.8 dB以上，增益平坦度在1.3 dB以内。

2 测试结果

    将仿真的电路制作成PCB实物，为了简化芯片在黄铜热沉上的贴装，没有采用共金的方式，而是用银浆将芯片粘贴在热沉上，使用黄铜热沉的目的是为了更好地散热，整体焊接好的功放模块如图7所示。对制作好的功放模块采用脉冲信号测试，信号周期为1 ms，脉冲宽度为100 μs。结果如图8所示，横坐标是频率（f），左侧纵坐标是输出功率（P_out）,右侧纵坐标是效率（PAE）。

    可以看出，测试结果同仿真结果相比，产生一定偏差，整体发生了偏移，在1.8 GHz～5.5 GHz内，输出功率43.3～45.8 dBm，功率附加效率40%～60%，增益10～13 dB。分析产生误差的原因，有以下几点：(1)实际键合线的高度、长度与建模仿真有偏差，且人为操作情况下，对键合线的一致性难以保障；(2)使用的无源器件(如电阻、电容、微带线)在高频下的模型不够准确；(3)人为焊接引入的寄生成分增加了无源器件的阻抗值，使得整体频带向低频段偏移。

    拟采用的改进措施如下：(1)在仿真阶段，将工作频带进一步向高频段拓展，留有一定的设计空间；(2)设计并使用TRL去嵌的方式对焊接好的SMA、电阻、电容进行S参数的提取，尽可能消除SMA引入的寄生以及电阻电容模型不准确对电路性能的影响。

3 总结

    本文设计了一款工作频率为2～6 GHz的宽带功率放大器。最终仿真结果在2～6 GHz的带宽内实现输出功率42.85 dBm以上。用周期1 ms、占空比10%的脉冲信号实测结果为：在1.8～5.5 GHz带宽内，输出功率43.3~45.8 dBm，功率附加效率40%~65%。表1是本文与近年来的其他几款宽带功放的比较。可以看出，本文设计的功放在带宽方面有着一定的优势。

参考文献

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作者信息：

王浩全1，2，3，郭  昊1，2，3，郝明丽1，2

（1.中国科学院微电子研究所 新一代通信射频芯片技术北京市重点实验室，北京100029；

2.中国科学院微电子研究所 健康电子研发中心，北京100029；3.中国科学院大学 电子电气与通信工程学院，北京101400）