《电子技术应用》
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一种带有巴伦电路的24 GHz上混频器设计
2018年电子技术应用第3期
周正轩,李 罡,林甲富,章国豪
广东工业大学 信息工程学院,广东 广州510006
摘要: 设计了一个24 GHz上变频混频器,基于吉尔伯特结构全集成了3个片上巴伦电路。采用gm/I方法协调晶体管大小为了获得较好的转换增益、隔离度与电路耗散功率。电路实现采用厦门三安0.5 μm PHEMT工艺,5 V电压供电,在本振LO为0 dBm时,转换增益为9 dBm。工作在24 GHz频段时,1 dB压缩点为-20 dBm,混频器的最大输出功率为-10 dBm,射频输出端口与本振的隔离度大于32 dB,整个电路直流功耗40 mW,芯片面积为1 mm×1.3 mm。
中图分类号: TN402
文献标识码: A
DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.172847
中文引用格式: 周正轩,李罡,林甲富,等. 一种带有巴伦电路的24 GHz上混频器设计[J].电子技术应用,2018,44(3):26-30.
英文引用格式: Zhou Zhengxuan,Li Gang,Lin Jiafu,et al. A 24 GHz up-converter mixer design with balun circuit[J]. Application of Electronic Technique,2018,44(3):26-30.
A 24 GHz up-converter mixer design with balun circuit
Zhou Zhengxuan,Li Gang,Lin Jiafu,Zhang Guohao
School of Information Engineering,Guangdong University of Technology,Guangzhou 510006,China
Abstract: Based on the structure of Gilbert,a 24 GHz up-conversion mixer was designed with three-piece balun circuit on-chip. Using the gm/I method to coordinate the transistor size to obtain better conversion gain, isolation degree and circuit dissipation power. The circuit implementation is adopted by the xiamen san-0.5 μm PHEMT process, 5 V voltage power supply, and the conversion gain is 9 dBm when this LO power is 0 dBm. When work at 24 GHz band, 1 dB compressed point is -20 dBm, the maximum output power of the mixer is -10 dBm, RF output port and the LO port isolation degree is more than 32 dB, the whole circuit DC power consumption of 40 MW,chip area is 1 mm ×1.3 mm.
Key words : up-conversion;Gilbert;balun;conversion gain

0 引言

    混频器是收发机系统中的关键模块,主要作用是对频率进行变换[1]。上混频器用在发射机中,下混频器用在接收机中。通信领域当前的热点集中在怎样实施第五代移动通信(5G),如今各大射频厂商正在积极研发第五代通信产品,学术界也有大量论文证明了可实现5G通信产品电路,K/Ka波段获得极大的关注[2]。可用来实现5G通信电路的工艺有CMOS工艺、砷化镓(GaAs)工艺、氮化镓(GaN)工艺等。CMOS工艺关注度比较高,价格低廉,可以与数字电路大规模集成,但缺点也明显:载流子速度比较低,截止频率低,功率密度小,实现超高频电路难度比较大,COMS硅基衬底损耗也是个严重问题,在实现片上无源器件电感、变压器、巴伦的品质因数Q也会比较小[2]。可用来实现混频器电路的结构有很多种,可分为有源与无源混频器。无源混频器结构简单,工作频带宽,缺点是损耗比较大,转换增益为负。有源混频器有单平衡和双平衡,单平衡本振隔离要逊色于双平衡结构[3]。本文采用的主体结构为Gilbert单元,拥有较高的隔离度,更高转换增益,大多数混频器采用Gilbert结构[4]。混频器电路的输入端口需要差分信号输入,片上差分信号的产生多选用巴伦结构,在频率不高时,片上巴伦的面积较大,不利于集成[5]。常用的片上巴伦结构有Marchand balun和环形耦合线结构巴伦,考虑到Marchand balun面积比较大,本文选用环形耦合线结构。设计仿真基于厦门三安0.5 μm的PHEMT工艺,实现了工作在24 GHz频段的上混频器。

1 电路设计

1.1 巴伦设计

    巴伦是一种把单端信号转换为差分输出的电路模块,可应用于混频器、功率放大器、低噪声放大器等电路。单端信号通过巴伦模块,输出信号变为一对幅度相等但相位差为180°的差分信号。巴伦可分为有源巴伦与无源巴伦,无源巴伦对输入信号有一定程度的衰减,带宽比较宽,适合超宽带工作,在高频段可以把面积做得更小易于集成[5];有源巴伦由晶体管电路构成,设计复杂,带宽有限。本文同时呈现出两种巴伦,在中频IF输入信号200 MHz采用有源巴伦,在振荡LO信号24 GHz处采用无源巴伦,射频RF输出信号也采用无源巴伦输出信号。频率越高,应用无源片上巴伦电路面积越小,频率越低则面积越大[6]。在面积有限情况下,为了实现全集成24 GHz上混频电路,本设计在中频信号输入端采用有源巴伦电路,面积更小,在振荡信号输入与射频输出端采用无源巴伦结构。

    理想的变压器巴伦结构如图1所示。P1端为单端信号输入,P2与P3端输出为等幅相差为180°的差分信号。

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    在文献[5]中采用耦合线实现图1所示的巴伦结构,巴伦耦合线的理论分析可参考文献[7]。本文给出两种无源片上巴伦的叠层结构,如图2与图3所示。图2由上下两层金属耦合线构成,与P1端连接的耦合线在M2层,P2与P3端在M1层,M1与M2的几何结构为正八边形,线宽为6 μm,内半径为75 μm。图3为同层互绕结构。给出图2的S参数,幅度差、相位和相差的仿真结果如图4所示。在中心频率为24 GHz时P1到P2、P3端口的S参数S(2,1)=-6.228 dB,S(3,1)=-6.228 dB。幅度值不平衡差为0.267 dB。相位差179.877°。由幅度差曲线与相位差曲线,正八边形巴伦可以适用于较宽的工作频带。本文的无源巴伦采用正八边形巴伦,在相同面积下,正八边形相对四边形有更低插入损耗[6]

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    在200 MHz的射频信号输入端采用有源巴伦实现单端转差分输入,同时对输入信号起到缓冲作用[8]。有源巴伦的结构如图5所示。M1管偏置在A类,直流通路由R1、M1、R2与M2构成,M2处在M1的源级,有负反馈作用,提高电路的线性度。P1端为信号输入端,用瞬时电位法分析,当P1信号为正时,M1漏端信号瞬时为负,M1源端信号瞬时为正,则有漏源信号相位差为180°,满足巴伦所需的相位条件。当满足P2与P3端后接负载阻抗相同为RL,R1=R2时,忽略体效应与沟道调制效应,可以分析出在M1漏端向负载端看到的交流阻抗为R1//RL,同理在M1源端向负载端看到的阻抗为R2//RL,输出信号的负载相同则可以满足幅度相同的条件,P1到P2的电压增益为:

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同理P1到P3的增益大小相同。当gm1比较大时,增益接近于1,对整个电路增益没有贡献。

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1.2 上混频器电路设计

    混频器也分为有源混频器与无源混频器,常定义为有源混频器增益大于1,无源小于1。混频的作用就是进行频率变换,上变频用在发射机中,下变频用在接收机中。混频器为三端口器件,振荡信号LO与中频信号IF进行乘法运算,在射频端口RF输出端输出和频与差频信号。混频器简单的理解可以是一个开关电路,如图6所示的开关模型。振荡信号LO对开关S1起到控制作用,LO的频率不同,在输出端得到的波形就会不同。下面论述为理想分析,LO为方波信号LO=S(WLOt),完全控制信号通路开通和关断。假设输入信号RFin=VRFinCOS(WRFint),当开关S1闭合时射频信号通过,当S1关断RFout端没有信号出现,输出端呈出续断的余弦信号。输出信号表达式为:

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其中振荡信号S(WLOt)的傅里叶级数展开式为:

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    本文采用吉尔伯特结构的双平衡混频器,可参考文献[9-10],对比于单混频器,各个端口间隔离度较好,特别是中频端口对本振隔离度较高,较好地改善了单混频器在本振隔离上的不足。图7是24 GHz上混频器的原理图。射频输入端采用有源巴伦,振荡信号输入与中频输出端采用无源巴伦结构。M3~M8构成吉尔伯特单元,M5~M8漏端信号由巴伦耦合输出给负载。M3与M4偏置在A类,射频小信号由有源巴伦转换为差分信号后分别加载在M3、M4的栅极,M3与M4为信号放大级。M5~M8在LO信号的调控下,工作在开关状态,在M5与M8导通时,M6与M7关断。反之在M5与M8关断时,M6与M7导通。M3漏端小信号电流在LO信号一个周期中,半周期中由M5源端流入,另半周期由M6源端流入。同理M4漏端工作状态与M3相同。本文M5~M8偏置在深AB类,M5的静态电流为1.2 mA,M3与M4静态电流为2.4 mA。LO信号为正弦波大信号,LO的差分信号分别加载在M5、M8的栅极与M6、M7的栅极。M5、M8在LO的正半周期饱和导通,M6、M7栅源电压必定小于开起电压,处于关断状态,反之亦然。在M5~M8处于理想开关状态下,混频器电路的电压转换增益为:

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gm3为M3的跨导,RL为射频输出负载。

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1.3 混频器版图设计

    本文的版图如图8所示。振荡信号从图8上端LOin焊盘输入,信号通过巴伦差分输送到M5~M8的栅极调控晶体管的开与关。200 MHz由图右边IRin焊盘输入,射频信号由图8下端RFout输出。

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2 仿真结果分析

    本文混频器电路基于厦门三安0.5 μm PHEMT工艺设计,最终的版图电磁仿真(EM)基于ADS2015平台的Momentum仿真工具,本文给出的数据为电磁仿真后的数据。上变频混频器的转换增益定义为:ConvGain=RFoutPower(射频输出功率dBm)-IFinPower(中频输入功率dBm)。图9给出了转换增益与中频输入功率的关系。图10给出了振荡输入功率(LOinPower)与转换增益之间的关系。

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    图9仿真条件是在振荡输入功率LOinPower=0 dBm时的仿真结果,由图9可看出在中频输入功率IFinPower=<-20 dBm时,混频的转换增益大约为10 dB,在IFinPower>-20 dBm后,转换增益开始衰减,约按线性衰减,在IFinPower=-10 dBm时增益为0 dB。图10仿真条件为IFinPower=-20 dBm时的仿真结果,在振荡输入功率LOinPower>=0 dBm时,转换增益趋于平稳,ConvGain>10 dB。当LOinPower=<0 dBm时,转换增益开始衰减,约为线性衰减,在LOinPower=-8 dBm时,增益为0。图11给出了本振LO泄露到RF输出端口的功率随中频输入功率变化的增益曲线,本文定义为:LO-RF-Isolation=(射频输出端口本振功率)RFoutLO-LOinPower。当LOinPower=0 dBm,由图11可看出当中频输入功率IFinPower=<-15 dBm时,随着中频输入功率的增大,振荡功率泄露到射频输出端口RFin的衰减变大,在IFinPower=-22 dBm时,衰减增益大约为-32.5 dBm。图12给出了当中频输入功率IFinPower=-20 dBm时,射频端口对振荡端口的隔离度曲线,整体的趋势是随振荡频率的增大,衰减增益变小,在LOinPower=0 dBm附近有一个相对稳定的衰减,大约衰减-31 dBm。

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    图13给出了输入1 dB压缩点的曲线图,本振功率为0 dBm。outPower曲线为射频输出端口输出功率曲线,line线为辅助线。随着中频输入功率的变大,输出功率也在增大,在中频输入功率IFinPower=-20 dBm时,增益压缩1 dB,此点的输出大约功率为-11 dBm,最大输出功率约为-10 dBm。

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    表1是本文与参考文献的有关参数对比表。

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3 结束语

    本文应用厦门三安PHEMT工艺设计实现了一款24 GHz频段的上变频混频器,由版图仿真结果来看最大转换增益高达9 dB。射频输出口对本振的抑制大于32 dB,有较好的抑制效果。可对国产商用Ka波段混频器的设计提供一定参考。

参考文献

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[8] 陈晓飞,李小晶,邹雪城,等.带有源巴伦的CMOS宽带低噪声放大器设计[J].华中科技大学学报(自然科学版),2013,41(5):45-46.

[9] Dukju Ahn,Dong-WooKkim,et al.A K-band high-gain down-conversion mixer in 0.18 μm CMOS technology[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2009,19(4):227-229.

[10] Tseng S C,Meng C C,Wu C K.GalnP/GaAs,HBT wide-band transformer Gilbert downconverter withlow voltage supply[J].Electronics Letters,2008,44(2):127-128.



作者信息:

周正轩,李  罡,林甲富,章国豪

(广东工业大学 信息工程学院,广东 广州510006)