引 言
电力电子装置的大量频繁使用给电网造成了很严重的谐波污染，因此必须引入功率因数校正（PFC）电路，使其输入电流谐波满足现有的谐波要求。在小功率应用中，工作于临界连续电流模式下的传统Boost PFC拓扑[1~2]，因其结构简单，稳定性好，开关应力小得到了广泛的应用。
随着对转换效率的要求提高，由传统Boost PFC拓扑衍生而来的无桥Boost拓扑逐渐成为研究的热点。它略掉了Boost PFC前端的整流桥，减少了一个二极管的通态损耗，提高了效率。但其相对严重的EMI[3]效果是阻碍其广泛应用的很大因素。
针对这种情况，人们提出了另外一种拓扑：Totem-Pole Boost PFC拓扑。但其传统控制较为复杂而且不可利用现有的传统Boost PFC控制芯片。本文主要研究Totem-Pole Boost PFC拓扑，从其原理入手，分析其优缺点，提出一种相对简单的控制方案。
图1 Totem-Pole Boost拓扑
Totem-Pole Boost的主电路如图1所示，可以看出其元器件数目上与Bridgeless Boost完全相同，理论
上同样能够得到较高的效率。
分析这个拓扑可以看出，在电源输入电压的正半周，电感电流为二极管D2截止，D1导通，可以分为两个模态，如图2所示。开关管S2的体二极管构成导通给负载供电，电感储能减少，开通S1时，S2的体二极管截止，电感储能增加。于是开关管S1和S2的体二极管构成Boost PFC结构。
同样的，在电源的负半周，电感电流为负，D2导通，如图3示。开关管S2和S1的体二极管构成Boost PFC结构。
综合电源正负极性下的各种模态，两只开关管在输入电压极性变化时互换了其功能。例如，电压过零变为负时，S1由开通为电感储能转变为其体二极管导通为负载供电，而S2的功能变化正好相反。所以两只开关管的功能是互补的，并随极性变化而互换。
两只开关管的体二极管起到了与传统Boost PFC中快恢复二极管相似的作用。但是开关管体二极管的反向恢复时间目前最快也只能达到100n相比于快恢复二极管的几十甚至十几ns，差距十分明显。因此，假如此电路用于连续电流模式，其反向恢复损耗将会非常严重，效率的提高也必然有限。而假如工作于临界电流模式下，由于其没有反向恢复问题，故而能发挥该拓扑的最大优势。
控制策略
1.主电路拓扑
研究此拓扑的文献多采用滞环控制的策略[4~6]。针对此拓扑，滞环控制存在稳定性不高，不能工作于临界电流模式下，频率受滞环宽度限制，不能利用现有高效PFC芯片等诸多问题。
为克服上述滞环控制的缺点，图4给出一种利用现有的传统临界电流PFC控制芯片来实现Totem-Pole Boost拓扑的控制电路。
对于传统Boost电路，电流采样电阻通常置于整流桥输出共地的一端，就能得到所需的电感电流。但对于图腾柱Boost拓扑，由于省略了整流桥，不能在一条回路上得到极性一致的电流采样，而最为简单的是在电源的正负半周分别在D1和D2上采样，以此得到符合传统芯片要求的电流采样值。
在输入电压为正时，由于开关管S1和S2的体二极管构成Boost PFC结构，所以S1可以看作传统Boost PFC的开关管，于是Boost 控制IC的信号与S1的驱动信号相同。S2的驱动信号与S1互补，示电路电流的大小起到类似同步整流的作用。同样的，在输入电压为负时，S2的驱动信号与控制IC的信号相同，S1起类似同步整流的作用。
由前面的分析得知，开关管在输入电压过零时要转变其功能，所以必须快速准确检测出输入电压的极性变化进而切换两只开关管的驱动信号。按照这一原理，电压采样与0电位进行比较，于是电压过零检测输出是工频方波，它与的PFC控制芯片输出进行异或运算得到PWM控制信号。此控制信号经分相后得到两路互补的驱动信号来驱动上下两只开关管。这样每当电源极性变化时，异或门调转PFC控制芯片输出信号的高低电平，从而调转了两只开关管的功能。该控制策略的主要波形由图5示出。
2.临界电流模式PFC控制芯片UC3852
临界电流模式PFC控制芯片UC3852是一种性能优良而应用相当便捷的PFC控制芯片。UC3852为8脚芯片，具体的内部结构图如图6所示。其中1脚为电压采样，与内部5V电压基准比较。8脚为内部比较器补偿脚。3脚，4脚分别接电阻和电容来控制开关频率。2脚为电流采样，通过内部比较器-10mV基准来实现临界电流控制的功能。
可以看出UC3852外围电路设计相当简洁，尤其是其不需要输入电压检测而特别适用于图腾Boost PFC电路。
3.驱动电路
从图4可以看出异或输出后的信号需经过分相处理才能驱动上下两只开关管。针对图腾柱Boost电路的类似半桥结构特点，特选用意法半导体的半桥驱动芯片L6384。L6384将一路输入信号分相处理后分别驱动上下两只开关管且外围接有自举电容设计，其具体结构框图如图7所示。
系统仿真与实现
按照上面提出的方法，采用UC3852作为Boost PFC控制IC，按照图4所示的原理图，进行了仿真。图8给出了输入电压，电压过零比较以及电感电流的波形。仿真结果表明，系统稳定，功率因数较高，满足预先的设计要求。
以交流Vin＝85~265V，Vo＝400V的150W功率因数校正电路作为试验模型，IRF840作为开关管。图9所示为试验输入电压和输入电流波形。可见，电流跟随电压效果理想，功率因数达到99％以上，其效率比传统临界电流模式下Boost PFC电路高接近1％。
结 论
本文分析了图腾柱Boost PFC拓扑的典型工作模态，提出了一种利用现有Boost PFC芯片UC3852实现其拓扑功能的简单方法。通过系统仿真和试验验证，证明了此控制方案稳定，可靠。由于本身电路的优势，图腾柱 Boost PFC电路将有更高的实用价值。
参考文献
[1] 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计[ M ].北京:电子工业出版社,1998.
[2] 毛鸿,吴兆麟.有源功率因数校正器的控制策略综述[J].电力电子技术,2000，（1）：58－61.
[3] Haoyi Ye, Zhihui Yang, Jingya Dai, et al. Common Mode Noise Modeling and Analysis of Dual Boost PFC Circuit[C]. IEEE INTELEC'04. 2004, (9):575-582.
[4] Srinivasan R, Oruganti R. Analysis and design of Power Factor Correction using Half Bridge Boost Topology[J]. IEEE APEC'97, 1997. 489～499.
[5] Srinivasan R, Oruganti R. A Unity Power Factor Converter Using Half-bridge Boost Topology[J]. IEEE Trans. Power Electronics, 1998, 13(3): 435～441.
[6] Shmilovitz D, Zou Shoubou, Zabar Z, et al. A simplified controller for a half-bridge boost rectifier[C]. IEEE APEC 2000, 2000. 452～455.