本例中的电路采用Analog Devices公司的AD630平衡调制解调" title="平衡调制解调">平衡调制解调IC实现了一种简单的低成本锁入放大器（参考文献1）。该器件使用激光微调薄膜电阻，这带来了很高的准确性和稳定性，并因此产生了一种灵活的换向体系结构。它可用于同步检测等先进的信号处理应用。如果知道信号的频率与相位，那么即使存在振幅大得多的噪声源，该放大器也能检测出微弱的AC信号。

　　作为模拟放大器，AD630显示了输入电压信号在某个狭窄频带内的分量，该频带围绕基准信号的频率。 AD630输出端的低通滤波器使你能获得关于微弱信号振幅的信息，它原本被无关的噪声掩盖了。当输入电压与基准电压同相时，低通滤波器的输出VOUT具有最大振幅。相反，如果输入电压与基准电压正交，则输出电压在理想情况下将为0V。这样，如果可获得同相基准信号和正交基准信号，则两个平衡解调器显示同相输出电压为0˚，正交输出电压为90˚。你可以计算模移和相移，方法如下：

　　两个AD630的增益为±2，并通过两个相同的放大器 A1和A2接收放大的信号VIN。在IC1的7号引脚，出现一个与基准信号同相的双极±5V平方信号。OA1把放大器电压积分，这产生了一个三角波，IC2的比较器把它与VR2电压做比较。你必须调整VR1和VR2来为IC2获得完美的90˚相移命令。你可以监视IC2的7号引脚的电压。测量准确性和可重复性依赖于积分器的RC时间常量以及VR1和VR2的值。

　　你可以使用不同方法来产生同相和正交基准信号。图2描绘了一条全数字电路，你可在小型CPLD中实施该电路，来产生图1中的0和90˚基准信号。1号计数器以数字时钟脉冲的数量N的形式来测量基准信号时间，其中的基准时间可能不同于50%。在基准信号的每个正前沿，该计数器在N1=1处收到一条预设命令。D型双稳态多谐振荡器IC1产生这类脉冲。在基准信号的每个正沿，IC2都获得N/4值。同时，2号计数器计算时钟周期数量，并且当它的值达到比较器测量的N/4数量时，它在N2=1处收到重启命令。

　　图1，OA1把双极VA信号积分，并创建三角波。VR1和VR2获得关于VA的90。相移基准电压。

　　图2，你可在小型CPLD中实现这条全数字电路。

　　当基准时间超过N/4整数值的大约四倍时，就会缺少最后的EQ信号。为了克服这个问题，RST脉冲和EQ脉冲的“或”组合会在每个基准时间周期内产生四条几乎等距的命令。N/4整数除法是逻辑右移N1的两位，在最后的脉冲位置上产生最大误差3。这些脉冲分别产生同相信号和正交信号0和90˚，来源于信号正沿或负沿的简单换向。T型双稳态多谐振荡器IC3产生一个信号，频率为基准信号的两倍。这样，准确度等于3/N1。

　　为使准确度至少能与AD630相比，1号计数器的N1输出将为最高值。但是，如果你希望N1达到较高值，那么对于给定的数字时钟频率，位数的增加会使最大基准频率下降。例如，如果N是15位，则N1输出的最大值为32,767，准确度约为0.01%。如果基准时间周期缩短，则N1的最小值为3,277，即最大值的十分之一，准确度相应降低为0.1%，这可与AD630的增益准确度相比。为了增加基准频率，可分割数字时钟的频率，以便在基准时间变得太长时选择较小值。

　　参考文献：

　　1. “AD630 Balanced Modulator/Demodulator,” Revision E, Analog Devices, 2004.