李永1，王关云2，刘芫健2

　　（1. 中兴通讯有限公司 无线预研部，广东 深圳 518055；2. 南京邮电大学 电子科学与工程学院，江苏 南京 210003）

       摘要：为缓解频谱资源的日益紧张，毫米波无线通信已成为新的研究热点之一。基于射线追踪法，对典型室内办公环境下60 GHz毫米波传播特性进行仿真建模，并与2.4 GHz非毫米波频段进行对比分析。分别在视距和非视距下对比研究了两种频段的路径损耗与时延扩展，分析结果可以为室内毫米波的无线网络覆盖提供理论依据。

　　关键词：60 GHz毫米波；射线追踪法；传播特性

0引言

　　市场研究预计接入互联网的设备将在2020年达到250亿台。这将是联合国估算的全球人口数的3倍，届时，网络拥堵的问题将更为严重。而如今WiFi技术常用的2.4 GHz频段早已不堪重负，为缓解频谱资源的日益紧张，势必要开发新的频谱资源。众所周知，毫米波最突出的优点是频带宽，尤其是60 GHz频段被认为是最有前途的频段，其1%的相对带宽就可以提供数百兆乃至千兆的可用带宽［1］。因此,国内外都在对毫米波无线通信展开积极研究，其中，欧盟METIS项目已将60 GHz毫米波选作未来5G室内通信频段，并制订了多个典型环境以做研究［2］。

　　近年来对室内电波的传播预测常采用射线追踪法。射线追踪法能够找出发射机到接收机的全部电波传播路径，并且拥有较高的计算精度和较快的计算速度［34］。本文基于射线追踪法，就欧盟METIS项目中的典型室内办公环境（TC1场景），对60 GHz毫米波传播特性进行仿真建模，并与2.4 GHz非毫米波进行对比分析。

1射线追踪法

　　射线追踪法将发射信号以射线的形式进行传播，发射机到接收机的路径有可能是直达路径也可能是非直达路径。如果是非直达路径，则发射的射线将可能经过多次反射、绕射、透射等才能到达接收机。根据几何光学和一致绕射理论，射线在传播过程中遇到障碍物后，首先判断射线的传播类型，反射、绕射或者透射，然后计算射线下一个到达点位置和此时的场强，而后继续跟踪射线，直到射线通过接收机或者射线能量低于某一阈值为止，之后再回到发射端，跟踪下一条射线，最后将到达接收点的各条射线进行合并，从而完成电波预测。由此可见射线追踪法是一个复杂的递归过程［5］。

　　1.1建立发射射线

　　发射天线辐射出的电波波束可以看作是许多由发射天线射出的射线。射线通过对波前球划分产生，如图1所示，由源点发出的电波可以用顶点在源点的锥体表示，锥体底面可以是三角形、正方形等，每一个锥体由自顶点到底面中心的连线表示射线，所有的射线按照一定的空间角度间隔从发射机发出，跟踪每一条射线的前进路径，跟踪路径上所发生的反射、透射、衍射都利用几何光学理论进行计算。如果所追踪的射线反射次数大于预先设置的最大反射次数或能量低于某一阈值后，则舍弃该条射线，这样所有值得注意的射线都会被找到。

　　1.2追踪射线

　　在射线的追踪过程中，求交运算是最主要的运算，通过求交运算判断射线是否与墙、门或其他障碍物相交，进而判断射线是否会发生反射和透射；当射线掠过棱角时，还需判断是否发生绕射。

　　假设某物体一平面的方程为ax0+by0+cz0+d=0，射线起点坐标为(x0,y0,z0)，方向为(d1,d2,d3)，参数方程如式（1）所示。

　　当ad1+bd2+cd3=0时，射线与平面平行。当ax0+by0+cz0+d=0时，射线在平面内。除去上述两种情况，则射线（或者此射线的反向延长线）与平面相交，此时计算得出参数ti=－(ax0+by0+cz0+d)/(ad1+bd2+cd3)，若ti≥0，则表明射线与平面的交点在此射线上。连接原点与交点得到矢量s。平面通常为一个矩形，矩形一顶点处，有两条矩形边矢量相互垂直，其分别用u、v来表示，从原点到此顶点的线段用矢量x表示。若式（2）和式（3）同时成立，则说明射线与平面相交，即表示射线能够发生反射和透射现象。

　　1.3判定射线是否到达接收点

　　将接收机视为一个接收球，如果追踪的射线与该球相交，则认为该射线被接收机接收。接收球半径的确定非常重要，如图2中的接收球RX1与接收球RX2，离发射点越远，接收球半径应越大；往往接收球的半径与收发天线间的距离及发出射线的空间角度间隔Δθ相关。

2仿真结果与分析

　　2.1仿真环境

　　如图3所示，针对METIS项目文件中典型室内办公环境进行建模仿真。房间高3.0 m，四面墙壁、天花板以及地板的材质为混凝土，其相对介电常数均为εr=6.14，电导率σ=0.3S/m。发射天线（TX）位于办公室的墙壁上，天线高度为2.0 m，发射功率为20 dBm，发射信号分别选用60 GHz毫米波和2.4 GHz非毫米波；接收天线（RX）高度为1.0 m，接收天线分别沿图3中线路A-B（视距环境）、线路C-D（非视距环境）移动，收发天线均为垂直极化全向天线。

　　2.2仿真分析

　　在无线网的规划和优化中，考虑最多的传播问题就是路径损耗。路径损耗是指电磁波在传播过程中由传播环境引起的能量损耗，属于大尺度衰落，具有幂定律特性。路径损耗通常表示为：

　　Pr=k/dn

　　式中，Pr是距离发射机d处的接收功率，k是比例因子，n是路径损耗指数。

　　图4和图5给出了60 GHz和2.4 GHz电波分别在视距和非视距传播下的路径损耗，在视距传播下，60 GHz电波的路径损耗分布在83.98 dB~132.74 dB之间，均值为103.65 dB；而2.4 GHz电波的路径损耗分布在63.55 dB~96.33 dB之间，均值为82.64 dB；在非视距传播下，60 GHz电波的路径损耗分布在96.72 dB~132.59 dB之间，均值为111.29 dB；而2.4 GHz电波的路径损耗分布在76.08 dB~107.49 dB之间，均值为89.60 dB。可见无论在视距还是非视距下，60 GHz毫米波的路径损耗都要比2.4 GHz非毫米波的路径损耗大20 dB左右，此外，由于存在直射路径，视距传播的功率损耗往往要比非视距传播下的损耗小。在图4和图5中，就总体趋势而言，路径损耗随接收点离发射点距离的增加而增加，但路径损耗在小范围距离内却有增有减，这主要是由于多径反射造成的，而在非视距下，这种增减的幅度变化较大，这说明非视距下多径效应更加明显。

　　时延扩展是指无线电波以射线形式，通过不同传播路径到达接收机的时间不同，通常用以描述时间色散效应。时延扩展往往采用均方根时延扩展τrms（Root Mean Square，简称RMS）描述，均方根时延扩展是多径信号功率延迟分布的二阶矩［6］，定义为：

　　其中，τk、ak分别为第k条射线的时延与增益，τm为平均时延，P(τk)为第k条射线携带的功率。信号时延扩展过大容易引起码间干扰，从而限制了数字多径信道的最大码速。

　　图6和图7给出了60 GHz和2.4 GHz电波分别在视距和非视距传播下的时延扩展。在视距传播下，60 GHz电波的时延扩展分布在1.97 ns~7.20 ns之间，均值为4.71 ns，而2.4 GHz电波的时延扩展分布在2.14 ns~7.17 ns之间，均值为4.93 ns。视距下，60 GHz毫米波的时延扩展要比2.4 GHz非毫米波的时延扩展小0.2 ns左右。时延扩展越小，相关带宽就越大，进而可以更好地抑制码间干扰。而在非视距传播下，60 GHz电波的时延扩展分布在3.01 ns~8.13 ns之间，均值为5.94 ns，而2.4 GHz电波的时延扩展分布在3.42 ns~8.47 ns之间，均值为5.96 ns。非视距传播时，两种频段的时延扩展均值几乎没有明显区别。另外还可看出，电波在非视距传播下的延迟扩展比视距下的延迟扩展大，这往往是由非视距下多径效应严重造成的。

3结论

　　随着物联网时代的到来，对室内高频段电波传播特性的研究已成为热点。本文基于射线跟踪法，通过仿真对比分析了典型室内办公环境中60 GHz毫米波与2.4 GHz非毫米波的传播特性。非视距下电波的路径损耗要比视距下的路径损耗大，同时，无论在视距或非视距传播中，60 GHz毫米波的路径损耗都要比2.4 GHz非毫米波的路径损耗大20 dB左右；而在视距下60 GHz毫米波有利于减小时延扩展，进而可以提高最大传输速率，但在非视距下60 GHz和2.4 GHz电波的时延扩展均值相差不大。这些分析结果可以为室内毫米波的覆盖提供理论依据。

参考文献

　　［1］ 王静，杨旭，莫亭亭. 60 GHz无线通信研究现状和发展趋势［J］. 信息技术,2008,32（3）:140144.

　　［2］ METIS. Deliverable D6.1 Simulation guidelines［EB/OL］.（20131031）. https://www.metis2020.com/wpcontent/uploads/deliverables/METIS_D6.1_v1.pdf.