0 引言

    LED具有发光效能高、光学性能好、寿命长等优点，广泛应用于照明、背光源等领域^[1]。实际应用中，常常需要将多个LED串并联，为了保持各并联LED串发光强度与热效应一致，必须解决各并联LED串之间的电流均衡问题。另一方面，传统大功率LED驱动器原边大多采用LLC谐振^[2-4]，变换器工作在连续模式，只能实现开关管零电压（ZVS）导通，副边整流二极管无法实现零电流（ZCS）关断，造成二极管的反向恢复问题。文献[5]采用CLL谐振，能在全负载范围内实现开关管ZVS开通和ZCS关断，且电路始终工作在谐振点，但电路采用两级DC/DC结构，电路复杂。

    传统大功率LED驱动器一般采用PFC+DC/DC+恒流模块的三级式结构，电路复杂，效率低。本文提出了一种新型大功率LED驱动器，电路采取Boost型PFC+CLL谐振两级式结构，效率高，电路简单。

1 电路原理

    本文提出的基于CLL谐振的多路输出LED驱动器如图1所示。前级PFC主电路采用Boost拓扑，可以抑制谐波污染，提高功率因数，并且输出电压恒定，为后级DC/DC电路提供稳定的电压。CLL谐振电路能在全负载范围内实现开关管的ZVS开通和整流二极管的ZCS关断，提高了电路效率。CLL谐振电路副边仅使用电容作为均流元件，避免了磁性元件的弊端，能直接驱动多路LED负载，从而节省了传统LED驱动器的第三级恒流模块。而且，电路能方便地推广到多路输出的应用场合，易于实现模块化。

    前级PFC主电路采用Boost拓扑，电路工作在电流临界模式。图2为半个工频周期内电感电流波形图。其工作原理如下：每一周期开始时，开关管S₃导通，电感电流i_Lb线性增加，电感电流变化率为然后将电感电流的检测信号和参考信号相比，当检测电流值等于参考值时，开关管S₃关断，电感电流减小，当电感电流降为零时，开关管S₃再次导通，进入下一个开关周期，如此周而复始^[6]。

    由于可以近似地将一个开关周期内的电网电压认为是定值，所以电感电流在半个工频周期内达到峰值时的值为：

    由式(1)可以看出，在每个开关周期中电感电流峰值i_{Lb_pk}为 sinωt的函数，如果保持导通时间T_on不变，则在半个工频周期内电感电流的峰值包络线是正弦变化的。

    后级DC/DC采用CLL谐振变换器，分为连续模式和断续模式，本文中CLL谐振工作在断续模式。图3为断续模式下的波形图，各具体模态分析如下。

    (1)模态1[t₀-t₁]：t₀时刻，S₁、S₂关断，由于电路工作在断续模式，C_r的电流i_cr等于L₁的电流i_L1且i_cr<0，流过变压器原边电流值i_L2为0。寄生电容C_oss1放电，同时寄生电容C_oss2充电。

    (2)模态2[t₁-t₂]：t₁时刻，|i_cr|开始大于|i_L1|，i_L2>0，此时副边二极管D₁和D_2n-1开始导通，直至t₄时刻结束。

    (3)模态3[t₂-t₃]：t₂时刻，C_oss1和C_oss2充放电结束，i_cr流过S₁的体二极管D_o1，为S₁的零电压开通创造条件。

    (4)模态4[t₃-t₄]：t₃时刻，S₁零电压开通，直到t₄时刻，i_cr=i_L1，模态4结束。

    (5)模态5[t₄-t₅]：t₄时刻，i_L2=0，D₁、D_2n-1零电流关断，此时不再有电流流过变压器副边，电路工作在断续模式。t₅时刻，S₁关断，模态5结束。

    此后半个周期中电路工作状态与前半个周期类似。

    根据电容的充电平衡原理，在一个开关周期内的电容的电荷总和为零，即正电荷量等于负电荷量，由此可以推出式(2)。流过C_b2的正电荷量和负电荷量为Q₅和Q₆，流过四路负载LED₁、LED₂、LED₃、LED₄的平均电流分别是相应电荷量Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的开关周期平均值，如式(3)所示。

    即四路输出负载电流相等，而且i₁=i₂。由此可见，仅通过均流电容就可以实现四路LED负载的自动均流。

2 加平衡电容时CLL谐振变换器增益特性

2.1 稳态分析

    C_b1、C_b2和C_b3上的电压可以分为直流分量和交流分量两部分之和。直流分量用直流电压源V_cb1、V_cb2和V_cb3表示，交流分量用没有直流偏置的电容C_b1、C_b2和C_b3表示。四路负载等效为电压源V_o1、V_o2、V_o3和V_o4，变压器副边绕组电压直流分量用V_s表示，如图4所示。在模态Ⅰ和模态Ⅱ中，根据基尔霍夫电压定律，可得式(5)。

2.2 增益分析

    根据图5，多路输出CLL谐振变换器可以等效为单路输出CLL谐振变换器。通过基波简化，可以得到最终交流等效电路如图6所示。

    采用基波近似法，可以推导出加平衡电容的CLL谐振变换器直流电压增益公式为：

    图7为CLL谐振变换器恒流曲线，图中每一条曲线对应一个恒定输出电流时，输出电压随频率的变化。所有曲线在f₁时，即谐振频率点时，输出电压相同。

3 关键电路参数的设计原则

    前级PFC电路工作在临界模式，电感Lb可由式(13)获得：

    后级CLL谐振电路主要参数为：输入电压为400 V的直流电压，每路输出350 mA，输出电压为80~120 V。本文以此为主要参数设计了CLL谐振电路的n、k、B。

    CLL变换器在谐振点f₁处的电压增益为：

    可见，为得到最佳设计点(谐振点)，则变压器匝比N_or=V_in(k+1)(B+1)/2V_o(kB+k+1)。

    图8为输出电流为0.35 A时不同匝比n的恒流曲线，如果变压器匝比设计为n=N_or，工作频率范围较广，不利于磁性元件的设计。为减小工作频率范围，实际变压器绕组匝比n应略大于额定变压器匝比N_or。由图7可知，n越大，工作频率范围越小，但是过大的n会导致变换器工作频率较低，增大磁性元件的体积，降低效率，所以n不宜过大。

    由图9可知，k越大，工作频率范围越小。但是k越大，变换器工作频率越低，导致效率降低，因此折中取k=10。

    由图10可知，B越大，工作频率范围越小，且工作频率越靠近谐振频率，有利于提高效率。但是B越大，C_b1、C_b2也越大，在电路启动时，各路输出电流会出现不均衡的现象，因此折中取B=5。

4 实验结果

    根据上述分析，制作了实验样机。主要设计参数如下：PFC电感L_b=120 μH，谐振电容C_r=22 nF，谐振电感L₁=580 μH，谐振电感L₂=58 μH，CLL谐振变压器匝比n=3:1，均流电容C_b1=C_b3=470 nF，C_b2=10 μF。

    图11是四路LED输出电压和输出电流波形，图中V_o1=118 V，V_o2=99.4 V，V_o3=88.3 V，V_o4=77.8 V，实验表明各路LED负载电流几乎相等。

    图12(a)为CLL谐振电路原边开关管S2的栅级和漏源级电压波形，图12(b)为整流二极管D₁的电压和电流波形，从图12(a)、(b)可以看出电路实现了开关管ZVS开通和整流二极管ZCS关断。图12(c)为输入电压U_in和输入电流i_in的波形图，从图中可见输入电流波形的正弦特性较好，与输入电压基本同相位，功率因数较好。图12(d)为开关管S₃的栅极电压波形和电感L_b的电流波形。由图可知，开关管S₃开通，电感电流上升至峰值时，开关管S₃关断，电感电流下降。因此，前级Boost型PFC电路工作在临界模式。

    表1列出了220 V交流输入时，不同输出电压与输出电流值，由表1可知，不同输出电压下，各路输出电流值几乎相等，与理论分析一致。

    图13为220 V交流输入时，电路的功率因数PF和效率η的变换曲线。整机平均效率超过90%，最高效率达到93%，PF值高于0.96。

5 结论

    本文提出了基于CLL谐振的大功率多路输出LED驱动器，该电路采用BCM Boost+CLL半桥谐振变换器的两级拓扑结构。该电路能够实现开关管的ZVS开通和整流二极管的ZCS关断，提高了整机效率。该电路易于扩展，且能在宽输出电压范围内实现各路输出均流。根据本文给出的设计方法，研制了一台驱动电源，实验表明，各LED串之间能实现精确均流，能实现较高的功率因数，验证了理论分析的正确性。

参考文献

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