0 引言

    随着光伏器件产业的蓬勃发展，射频电源系统已广泛存在于磁控溅射、等离子体增强型化学气相沉积(PECVD)等各种应用场景^[1]。射频电源系统的发展趋势应向小型数字化靠拢，实现输出功率连续可调、频率稳定、实时跟踪负载变化以实现自动阻抗匹配、显示入射与反射功率并给出电压驻波比(SWR)、系统过压过流过热保护和故障报警等功能，同时远程控制和数据存储功能可以实现与其他设备的联合使用^[2]。当前国内的射频电源系统中的射频功率源大多数使用电子管作为功率放大器, 其噪声大、发热量大、寿命低、频率固定且工作电压需要较高，使得以晶体管为核心的射频电源系统吸引了研发人员的广泛关注^[3]。相对而言晶体管射频功率源的体积很小，其转换效率高、噪声系数低、使用寿命长，多个并联设计亦可增大射频输出功率。从稳定度方面来看，晶体管射频功率源有更好的频率稳定度和功率稳定度，其性能指标直接关系到仪器分析精度^[4]。从数字化的角度来看，数字式射频功率源有更可靠更简单的控制方式，可增加多种输出频率选择以适配更多应用场景。

    本文设计的双模射频功率源为射频电源系统的核心组件之一，可以实现大功率和双频率射频信号的产生，由微处理器控制DDS信号源的频率输出及谐振网络的切换，最终实现双频率选择输出。该系统主要由DDS信号源、驱动级、功率放大级和选频网络组成，其中放大级使用非线性的E类功率放大器。本文将着重对高效率E类功率放大器的工作机理与选频网络的设计进行理论推导和分析，并对其进行Multisim仿真验证及板级测试。

1 双模射频功率源设计

    双模射频功率源主要由微处理器、电压数字可调式直流电源、DDS信号源、驱动级、放大级和选频网络组成，其中DDS采用美国ADI公司的AD9850芯片；选用德国IXYS公司的MOSFTE及驱动器作为驱动级和放大级；利用数控式选择开关切换选频网络。双模射频功率源框图如图1所示。

1.1 E类功率放大器工作原理

    功率放大级采用E类功率放大器模型，与其他类型功率放大器相比，其理论转换效率可以接近100%^[5]，在高频情况下仍然会保持高效率工作，目前已得到了广泛的应用。E类放大器的晶体管在开关模式下工作^[6]，如图2所示，C₀为并联电容，同时也包括晶体管的输出电容；直流电源V_DD通过射频扼流圈RFC接入电路；L₁C₁组成高品质因数谐振网络，作为带通滤波器给负载R_L提供中心频率处的正弦波形。为了实现E类功率放大器的高转换效率，放大器作为一种开关器件，不仅需要快速的开关速度，而且需要较小的导通电阻^[7]。此外，若信号源占空比不是50%，则高频情况下开关切换困难，所以信号源质量的优劣也直接影响了E类功率放大器的工作效率，射频信号源的设计在下一小节中给出。

    晶体管等效的开关实际上只会工作半个周期，在其导通的半个周期内，自身压降V₁(t)会归零，在其截止的半个周期内，电压V₁(t)由一个圆形的正脉冲组成。高压DC偏置电源通过射频扼流圈L₀接入晶体管漏级。射频扼流圈与等效开关形成了一个充放电回路。当开关断开时，直流电源将能量送入扼流圈；开关导通时，扼流圈将能量送入其余回路。

    为了便于分析和推导E类功率放大器的理论模型，做如下假设：

    (1)晶体管为理想开关元件，无寄生电阻与电抗；

    (2)输入射频信号占空比为50%；

    (3)谐振网络L₁C₁的品质因数Q很大，输出为纯正弦波形；

    (4)射频扼流圈为理想电感，只允许直流通过；

    (5)负载R_L为理想电阻，阻值为50 Ω。

    图3所示为理想状态下高效率E类功率放大器的等效模型。

    E类功率放大器可以给R_L提供正弦信号，其幅值约为V_DD，则末级的输出功率为P_out=V_DD²/2R_L，若想改变放大器输出功率，在负载不变的情况下，只需改变直流偏置电压即可实现。

    由上述公式可以得出当R_L=50 Ω时，射频功率源分别工作在13.56 MHz和27.12 MHz两种不同频率模式下电路参数L₀、C₀、L₁、C₁的具体值，如表1所示。

1.2 射频信号源

    射频信号源的参数和稳定性决定着射频功率源是否能正常稳定地工作。对于E类功率放大器而言，必须要考虑的是开关时延和信号稳定度，并且最优的工作状态是晶体管的开关时延不能超过整个系统周期的5%。本设计所使用的信号源工作频率为13.56 MHz和27.12 MHz，即开关时延必须在3.6 ns和1.8 ns以内。同时，针对德国IXYS公司的MOSFTE而言，其本身存在确定的开关损耗，这也限制了射频功率源输出效率的最大值。

    本文采用DDS作为射频信号源，其频率稳定度完全可以满足射频电源0.005%的设计要求。控制部分使用STM32F103微处理器，通过串口连接触摸显示屏，进行两种输出频率的选择。同时，为了保证数字电路运行的可靠性，在DDS输出端口与驱动级输入端口之间加入1：1高频变压器，进行数字信号与模拟网络的隔离。13.56 MHz频率下信号源输出波形如图4所示。其中上升时间为3.1 ns，下降时间为2.95 ns，占空比50%。

1.3 选频网络

    在E类功率放大器中，晶体管的漏级输出波形为半周期脉冲，可以看作是工作频率下的基波和各次谐波分量叠加而成。所以由L、C串联组成的谐振网络的作用是保留基波，滤除高次谐波分量，使得射频功率源输出为工作频率的标准正弦波^[8]。

    由于本设计实现两种工作频率，则需要两套不同参数的谐振网络组成选频网络。由微处理器控制继电器实现两个谐振网络之间的切换。具体参数值在表1给出。

2 实验结果及分析

    查阅IXYS公司MOSFET的数据手册可知，不同栅源电压下，其输出电容值不同。这就使得在不同的直流偏置电压下，等效并联电容C₀在发生变化，电路偏离最优状态运行，导致输出功率下降，转换效率降低。即在不同的直流偏置电压下有不同的转换效率。分别对两种工作频率下的结果进行Multisim仿真，利用IXYS公司提供的SPICE仿真模型，针对驱动器和MOSFET的实际器件进行不同频率下的仿真分析，其仿真数据见表2。

    由表2可以看出，在13.56 MHz的工作频率下，可以通过增大直流偏置电压的方式增大输出功率。

    在直流偏置电压为200 V时，输出功率为485 W，转换效率可以达到92.72%，同时在对本设计实物测试过程中，在负载良好匹配时，转换效率也可以达到90%以上。这一参数远远优于市面上中科院微电子所RFG-300固态射频电源86%的转换效率。

    本文实物测定了在等效50 Ω负载上的输出波形，如图5所示。输入直流偏置电压为150 V，测得的输出功率为254 W，转换效率90.1%。

    图6所示分别为驱动级、MOSFET漏级和射频功率源输出三者的电压波形。在驱动信号上升沿到来时，晶体管导通，漏源电压被强制归零。因为并联电容C₀的存在，此时漏级电压还未减小到零，同时MOSFET实际存在1.5 Ω的导通电阻，这段时间内电压与电流不同时为零，则在此处产生功率的损耗。影响C₀的因素主要有两个，一是随漏源电压V_DS的增大而减小，二是随着温度上升而增大。当出现功率的损失时，必定导致结温上升，而结温上升又会导致耗散功率的增加，最终烧毁MOSFET。所以合理的散热也是非常必要的。通过上述公式计算得出的C₀理论值要小于MOSFET的实际输出电容值，使得功率损失，效率下降。

    为了解决上述问题，考虑将等效并联电容减小，本文采用并联电感的方法，在MOSFET漏级与地之间串联L₂和C₂。因为漏级电压有直流分量，所以C₂的作用就是隔直流，当C₂的值远远大于并联电容时，即可忽略不计。此处L₂=4 μH，C₂=1 000 pF。改进后的波形如图7所示，消除了漏源电压V_DS与漏级电流I_D同时存在的情况，提高了功率转换效率。

    使用相同的驱动器与MOSFET测试电路在27.12 MHz工作频率下的各项参数，在直流偏置电压为200 V时，输出功率为449 W，转换效率可以达到87%。将两种谐振频率的谐振网络通过继电器接入电路，由人机交互界面发出指令，微处理器同时改变DDS输出频率和谐振网络通路，从不同的输出接口输出，进而实现了双频率模式的工作状态。经过原型机测试，达到了预期的实验结果。

    最后使用美国国家仪器公司的数据采集卡，利用LabView上位机软件对频率稳定度和功率稳定度进行了测试，绘制输出功率和频率变化曲线，如图8和图9所示。经计算得出，工作在额定输出功率时，功率稳定度小于±0.5%，频率稳定度为±10 ppm。

3 结论

    经过电路仿真及板级调试，本文设计了数字化双模高效率射频功率源，实现了300 W射频功率的长时间稳定输出。通过触屏控制，可以实现13.56 MHz和27.12 MHz两种输出频率的切换以及输出功率连续可调。在13.56 MHz和27.12 MHz工作频率下，输出功率300 W时，转换效率分别可以达到90.1%和88%。工作在额定输出功率时，功率稳定度小于±0.5%，频率稳定度为±10 ppm。

参考文献

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作者信息:

李亚东，赵二刚，俞  梅，卫  娜，张建军

(南开大学 电子信息与光学工程学院，天津300350)