文献标识码： A
文章编号： 0258-7998(2015)04-0056-04
0 引言
为了满足现代无线通信对高速率的要求，通信系统采用了更加复杂的调制方式，对射频电路设计的性能指标要求也越来越苛刻。低互调失真、高线性度是当前无线射频前端设计的重要问题之一[1]。射频功率放大器（PA）处于通信系统中信号发射机的末端，对发射信号的质量起着决定性作用，然而由于PA工作在大信号下，所以其线性度差一直是难以克服的问题。常用的PA线性化技术都是基于系统级的，电路复杂、功耗大且价格高。RF MOS管的非线性特性决定了PA的线性度，因此，从RF MOS管级对非线性特性进行分析和补偿，可以有效提高线性度，降低功耗和设计成本，对于集成高线性度的PA和通信系统来说意义重大。
常用的分析非线性电路方法有Taylor级数法[2]、Volettra级数法[3]和谐波平衡法。文献[4]中已经使用Taylor级数和BSIM3模型来研究RF MOS管的非线性特性。本研究中，使用了Taylor级数的分析方法，并基于ADS软件中的Symbolically Defined Device（SDD）对RF MOS管进行非线性特性建模和仿真，计算出各非线性源对RF MOS管总体非线性度的贡献，并提出了与之对应的线性度提高技术。
本文最后将各种线性提高技术应用在了一款功率放大器上，该功率放大器采用TSMC 0.18 μm RF CMOS工艺设计。仿真结果表明该功率放大器的线性度提高了4~10 dB，证明了本文对RF MOS管非线性模型分析正确可靠，提出的线性度提高技术正确可行。
1 RF MOS管非线性特性分析
根据通信系统对发射功率的要求，一般功率放大器工作在大信号区域，各种寄生参数会随着信号幅度的变化而变化，即具有很强的非线性特性。图1（a）是RF MOS管等效电路模型，图1（b）是其对应的非线性等效模型[7]，其中虚线框内为MOS管本征参数模型，Rg、Rd、Rs分别表示栅、漏和源的连接电阻，rds表示输出电阻，rsub表示衬底电阻；Cgd表示栅漏电容，Cgs表示栅源电容，Cds表示源漏电容，Cjd表示漏极结电容；gm为MOS管的跨导。
由于MOS管的非线性特性，输入信号会在输出端产生互调失真信号，本文采用IMD3来衡量RF MOS管的线性度，并利用ADS软件中的SDD对RF MOS管的IMD3进行扫描仿真，分析出各个非线性源对RF MOS管总体线性度的贡献。图2（a）为SDD测试电路图，仿真结果如图2（b）所示。从图2（b）仿真结果可以看出，栅源电容Cgs、跨导gm、输出导纳gds和漏极结电容Cjd是RF MOS管非线性特性的四个主要来源[5]。
使用Taylor级数的分析方法，忽略高阶系数和互调系数，得到各非线性源的泰勒级数表达式为：
在饱和区，栅漏电容(Cgd)主要是外部电容，而漏源电容(Cds)接近于零，所有参数都可以认为是与偏置无关的。当负载阻抗低时，gm是最主要的非线性源，然而，对于一般级别的负载阻抗，gds才是最主要的非线性源。在偏置点附近，Cgs的值会发生强烈的变化，即MOS管在大信号状态下，从线性区变化到饱和区或者从饱和区变化到线性区时，Cgs产生很大变化，从而造成了电路的非线性现象。寄生电容Cgd几乎不变，且Cgb的变化也不大。因此，当选定合适的偏置点使得gm和gds非线性度最小时，此时MOS管的非线性特性几乎由Cgs来决定[6]。
2 线性度提高技术
2.1 DMGTR技术
由前文的分析可知，gm的非线性现象主要由于其gm3（跨导的二阶倒数）在零点处，具有对称的幅值和相反的相位。因此，为了提高线性度，采用了一种新型的差分电路gm3消除技术，即所谓的差分多栅晶体管技术，简称DMGTR[4]。
在ADS下对TSMC 0.18 μm RF CMOS工艺下的伪差分NMOS管进行gm3参数提取，所选管子尺寸为W/L=35 μm/0.18 μm。扫描不同差分栅源电压（范围：-0.8 V~0.8 V，扫描间隔：0.01 V，VDD：1.8 V）后，分别在饱和区（Vbias=0.65 V）和弱反型区（Vbias=0.4 V）下得到gm3随栅源电压Vgs变化的情况如图3所示。
由图3的仿真结果可以看出，NMOS管在饱和区时，其gm3是负值，在弱反型区时，其gm3是正值，两者趋势相反。实际中，运放起放大功能时要求功放管处于饱和区，因此当输入管采用偏置在亚阈值区的MOS管和偏置在饱和区的功放管并联放大时，利用MOS管在不同偏置条件下gm3的变化趋势不同，实现了gm3所产生的非线性度相减，从而达到提高RF MOS管线性度的目的，即为DMGTR技术，其电路原理图如图4所示。在ADS下对采用DMGTR技术的功率放大器电路进行谐波平衡仿真，其IMD3仿真结果如图5所示。可以看出，采用DMGTR技术后，电路的IMD3在一定输入功率范围内提高了约5 dB。
2.2 PMOS管补偿技术
由图6可以看出，NMOS的输入电容随Vgs增大而增大， PMOS的输入电容随Vgs增大而减小，两者的变化趋势是相反的。仿真采用TSMC 0.18 μm RF CMOS Spice模型，PMOS管和NMOS管的尺寸为W/L=15 360 μm/0.18 μm，PMOS管偏压Vpp=1.1 V。因此，选择合适的NMOS管和PMOS管的尺寸，可以使两者的电容之和保持恒定，从而提高线性度。补偿电路原理图如图7所示。
在ADS下对采用Cgs补偿技术的功率放大器电路进行线性度仿真，其仿真结果如图8所示。可以看出，采用此补偿技术后，电路的IMD3在一定输入功率范围内提高了约10 dB。
2.3 其他线性度提高技术
本节将简要介绍其中4种常用的技术，即NMOS管补偿技术、共栅管的栅电容补偿技术、Cjd补偿技术和多级DMGTR技术。NMOS管的源级通过一个小电阻连接到栅极后，其栅极电容的变化趋势与NMOS的栅寄生电容也是相反的。因此，对此NMOS管的尺寸合理选择，以及对其偏置做些处理，该电路也可以用来对Cgs的非线性度进行补偿，其原理图如图9（a）所示。共栅管栅端的电容也会贡献相应的非线性度，通过串联一个金属氧化物电容可以减小该点电容的变化，从而提高线性度，其电路原理图如图9（b）。在高频下，Cjd的变化会导致RF MOS管的非线性度。在Cascode结构中，采用两个MOS电容接到地可以减小Cjd的变化，从而提高RF MOS管的线性度，其电路原理图如图9（c）。在DMGTR技术的基础上，在输入功放管旁边再并联一对NMOS管，相当于对gm3进行二次补偿，保证gm3在工作范围内为正值，从而提高线性度，其电路原理图如图9（d）。
3 设计实现与结果分析
为了验证上述线性度提高技术的可行性，将其分别应用在了一款功率放大器上。该功率放大器采用Agilent公司的ADS软件仿真验证，在TSMC 0.18 μm RF CMOS工艺下进行设计。测量该功率放大器的IMD3，并与采用各个线性度提高技术后的IMD3进行比较，实验测试结果如表1所示。
由表1的结果可以看出，采用各种线性度提高技术后，功率放大器的IMD3提高了4~10 dB，线性度性能得到改善，证明了本文对RF MOS管非线性模型分析正确可靠以及线性度提高技术正确可行。
4 结论
基于ADS软件对MOS管的线性度进行研究，并对其非线性进行技术补偿，提出的DMGTR和PMOS线性化技术分别对gm和Cgs的非线性进行补偿。采用DMGTR技术后，电路的IMD3在一定输入功率范围内提高了接近5 dB；采用PMOS补偿技术后，电路的IMD3在一定输入功率范围内提高了接近10 dB，证明了本文对RF MOS管非线性模型分析正确可靠以及线性度提高技术正确可行。
参考文献
[1] Wei Cheng，OUDE ALINK M S，ANNEMA A J，et al.RF circuit linearity optimization using a general weak nonlinea-rity model[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems-I：Regular Papers，2012，59(10)：2340-2353.
[2] TERROVITIS M T,MEYER R G. Intermodulation distortion in current-commutating CMOS mixers[J].IEEE J.Solid-State Circuits，2000，35(10)：1461-1473.
[3] YU W，SEN S，LEUNG B H.Distortion analysis of MOS track-and-hold sampling mixers using time-varying Volterraseries[J].IEEE Trans.Circuits Syst.II，1999，46(2)：101-113.
[4] KANG S，CHOI B，KIM B.Linearity analysis of CMOS for RF application[C].IEEE RFIC Symp.Digest. Monterey：IEEE，2002：363-366.
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[6] WANG C，VAIDYANATHAN M，LARSON L E.A capaci-tance-compensation technique for improved linearity in CMOS classAB power amplifier[J].IEEE J.Solid-State Circuits，2004，39(11)：1927-1937.
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